DC-DC電荷泵的研究與設(shè)計(jì)

時(shí)間：2007-05-28 23:07:00

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[導(dǎo)讀]本文從電荷泵的基本原理[1]出發(fā)，設(shè)計(jì)開發(fā)了一種負(fù)電壓電荷泵，詳細(xì)分析了它的工作原理，并在基本模型的基礎(chǔ)上針對(duì)開關(guān)速度以及功耗和轉(zhuǎn)換率等方面提出了一定的改進(jìn)。

1引言
　　電源是電子設(shè)備的心臟部分，其質(zhì)量好壞直接影響著電子設(shè)備的可靠性。隨著電子技術(shù)的不斷發(fā)展，功耗、體積及轉(zhuǎn)換效率等要求的不斷提高，開關(guān)電容技術(shù)在電源中得到了越來越廣泛的應(yīng)用。開關(guān)電源頻率要高，這樣動(dòng)態(tài)響應(yīng)才能快，配合高速微處理器工作是必須的，也是減小體積的重要途徑。電器產(chǎn)品的體積重量與其供電頻率的平方根成反比，所以當(dāng)把頻率從工頻50Hz提高到20kHz時(shí)，用電設(shè)備的體積重量大體上降至工頻設(shè)計(jì)的（5～10）％。由于功率MOS管具有快速開啟、關(guān)斷的特點(diǎn)，滿足高速開關(guān)動(dòng)作的需求，這正是開關(guān)電源實(shí)現(xiàn)變頻帶來明顯效益的基本原因。單片開關(guān)電源采用電荷泵技術(shù)通過功率MOS管控制電容的充放電來實(shí)現(xiàn)電壓的轉(zhuǎn)換，從而極大地縮小了電源體積，提高了轉(zhuǎn)換效率，具有高集成度、高性價(jià)比、最簡(jiǎn)外圍電路、最佳性能指標(biāo)等優(yōu)點(diǎn)，一般說來其重量是線形電源的1/4，體積是其1/3。本文從電荷泵的基本原理[1]出發(fā)，設(shè)計(jì)開發(fā)了一種負(fù)電壓電荷泵，詳細(xì)分析了它的工作原理，并在基本模型的基礎(chǔ)上針對(duì)開關(guān)速度以及功耗和轉(zhuǎn)換率等方面提出了一定的改進(jìn)。

2 Dickson電荷泵基本原理
　　最早的理想電荷泵模型是J. Dickson在1976年提出的，其基本思想就是通過電容對(duì)電荷的積累效應(yīng)而產(chǎn)生高壓使電流由低電勢(shì)流向高電勢(shì)，當(dāng)時(shí)這種電路是為了提供可擦寫 EPROM所需要的電壓。后來J. Witters, Toru Tranzawa等人對(duì)J . Dickson的電荷泵模型進(jìn)行改進(jìn)，提出了比較精確的理論模型，并通過實(shí)驗(yàn)加以證實(shí)提出了一些理論公式。隨著集成電路的不斷發(fā)展，基于低功耗、低成本的考慮，電荷泵在集成電路中的應(yīng)用越來越廣泛了。圖1為簡(jiǎn)單的倍（multiplier charge pump）開關(guān)電源的基本原理圖[1]。

圖1 四階Dickson電荷泵原理圖

    當(dāng)f 為低電頻時(shí)，MD1管導(dǎo)通，Vin對(duì)與結(jié)點(diǎn)1相連的電容進(jìn)行充電，直到結(jié)點(diǎn)1的電壓為Vin-Vtn；當(dāng)f為高電頻時(shí)，結(jié)點(diǎn)1的電壓變?yōu)閂f+Vin- Vtn，此時(shí)MD2導(dǎo)通，對(duì)與結(jié)點(diǎn)2相連的電容進(jìn)行充電，直至結(jié)點(diǎn)2的電壓變?yōu)閂f+Vin-2Vtn；f再度變?yōu)榈碗婎l，結(jié)點(diǎn)2上電壓為2Vf+Vin -2Vtn；如此循環(huán)，直到完成四級(jí)電容的充放電，可以推得輸出電壓：
Vout=Vin+4 (Vf-Vtn)-Vtn

由此可以得到對(duì)于N級(jí)倍壓電荷泵的電壓增益為：
　　 Vout=Vin+N(Vf-Vtn)-Vtn　　   　　(1)

但在實(shí)際電路中由于Vf受到開關(guān)管寄生電容Cs的影響，其真實(shí)值應(yīng)為
　　 Vf=(C/(C+Cs))×Vf　　　　　　　  (2)

將(2)式代入(1)式可得
Vout=Vin+N((C/(C+Cs))×Vf-Vtn)-Vtn　     (3)

    當(dāng)考慮負(fù)載后，由于負(fù)載會(huì)從電路中抽取電流Iout，負(fù)載上具有NIout/((C+Cs)fosc)大小的壓降，代入(3)式得到輸出電壓
Vout=Vin+N ((C/(C+Cs))×Vf -Iout/((C+Cs)fosc-Vtn))-Vtn　 (4)

    對(duì)于Dickson型電荷泵，單級(jí)電壓增益
Gv=VN-VN-1=( C / ( C + Cs ) )×Vf
- Iout / (( C + Cs ) fosc)- Vtn

    Dickson倍壓電荷泵需要滿足很重要的一個(gè)條件就是
（C/(C+Cs)）×Vf-Vtn-Iout/((C+Cs)fosc)＞0

    由于該式與N無關(guān)，故而從理論上來說，電壓可以通過倍壓泵放大從而得到理想的電壓值。

3 Dickson電荷泵模型的推廣
　　由Dickson電荷泵理論可以推廣得到產(chǎn)生負(fù)電壓的開關(guān)電容電路，如圖2所

圖2 負(fù)壓電荷泵原理圖
　　其基本原理與Dickson電荷泵是一致的，但是利用電容兩端電壓差不會(huì)跳變的特性，當(dāng)電路保持充放電狀態(tài)時(shí)，電容兩端電壓差保持恒定。在這種情況下將原來的高電位端接地，從而可得到負(fù)電壓輸出。由原理圖分析可知，當(dāng)時(shí)鐘信號(hào)為高電頻時(shí)功率開關(guān)管S1、S2同時(shí)導(dǎo)通，S3，S4同時(shí)關(guān)斷，VIN對(duì)電容 CFLY進(jìn)行充電，Vcap+=VIN-Vtp-Vtn，Vcap-= Vtn；當(dāng)時(shí)鐘信號(hào)為低電頻時(shí)S1、S2關(guān)斷，S3，S4同時(shí)導(dǎo)通，CFLY上存儲(chǔ)的電荷通過S3，S4傳送到Cout上，由于Cout高電位端接地，故輸出端VOUT=－(VIN-Vtp)。當(dāng)考慮負(fù)載后，由于負(fù)載會(huì)從電路中抽取電流Iout，負(fù)載上具有-Iout/((C+Csn+Csp)fosc) 大小的壓降，輸出電壓
VOUT=－(VIN-Vtp-Iout/((CFLY+Csn+Csp)fosc)
　　　　-Iout/((COUT+Csn+Csp)fosc))?。?）

4 對(duì)輸出為負(fù)電壓電荷泵的改進(jìn)

（1）功率MOSFET作為開關(guān)管的特點(diǎn)：
　　圖2中的S1、S2、S3、S4采用功率MOS管器件，功率MOSFET是壓控元件, 具有輸入阻抗大、開關(guān)速度快、無二次擊穿現(xiàn)象等特點(diǎn)。功率場(chǎng)效應(yīng)管(MOSFET)由于是單極性多子導(dǎo)電，顯著地減小了開關(guān)時(shí)間。但是對(duì)于MOS管來說決定開關(guān)速度的因素有二：一是開關(guān)電容的導(dǎo)通電阻，二是充放電電容的大小，為了獲得較高的采樣速度需要采用大寬長(zhǎng)比的器件（采用大尺寸的功率MOS管）和較小值的電容。然而柵極的驅(qū)動(dòng)速度在很大程度上也決定了功率MOSFET 的開關(guān)速度,這就需要提供具有高速驅(qū)動(dòng)能力的電路來滿足這一要求。為了減小開關(guān)時(shí)間，對(duì)MOS管的驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行一定的改進(jìn)。實(shí)際應(yīng)用中功率MOSFET的輸出級(jí)還要帶負(fù)載,因此影響開關(guān)速度的大小不光有驅(qū)動(dòng)速度的問題,還有輸出負(fù)載大小的問題。

（2）功率MOSFET驅(qū)動(dòng)特性分析：
　　功率MOSFET的極間電容較大，其等效電路如圖3所示[3],輸入電容Cin=CGS+CGD，輸出電容COUT=CDS+CGD，CGD作為反饋電容。

圖3　功率MOSFET極間電容等效電路
    開關(guān)管開通延遲時(shí)間td=-CinRonln|1-VGS/VGG|
    上升時(shí)間tr=2.2Ron(Ciss+(1-A)Cgd)，其中A為與△VDS/△VGS相關(guān)的系數(shù)。
    整個(gè)開通時(shí)間ton=td+tr　　　　　　?。?）

    由于Ron=VGS/IOM為開關(guān)管的導(dǎo)通電阻，代入式（6）可得：

（7）

由(7)式可知，開關(guān)的導(dǎo)通速度與通過開關(guān)的電流大小成正比，電流越大，ton越小，開關(guān)的速度越快。為提高M(jìn)OSFET管的驅(qū)動(dòng)速度,要求驅(qū)動(dòng)電路:
a)能夠提供足夠大的驅(qū)動(dòng)電流, 即驅(qū)動(dòng)電路的充電電阻要充分小, 以縮短導(dǎo)通時(shí)間。
b)具有足夠的泄流能力, 即放電電阻要充分小,以提高開關(guān)管的關(guān)斷速度。

根據(jù)以上要求，考慮到由于三極管的導(dǎo)通電阻小的特點(diǎn)，并且對(duì)管互補(bǔ)作用消除了少數(shù)載流子存儲(chǔ)時(shí)間的影響，可以達(dá)到很高的驅(qū)動(dòng)速度，因此采用互補(bǔ)對(duì)稱型射極輸出器(圖4)來驅(qū)動(dòng)功率MOS 開關(guān)管。

圖4 互補(bǔ)跟隨電路
該驅(qū)動(dòng)電路利用V4、R1、R2組成模擬電壓源，產(chǎn)生正向偏壓，使其值等于或稍大于導(dǎo)通電壓，只要有信號(hào)輸入，R1、R2即可輪流導(dǎo)通，克服了互補(bǔ)對(duì)稱管必然存在的交越失真現(xiàn)象。忽略IB4，

通過調(diào)整R1與R2的比值來調(diào)整偏壓值的大小。

5 時(shí)鐘控制信號(hào)

（1）為了提高M(jìn)OS管的開關(guān)速度，我們來考察一下電容兩端電壓與時(shí)間的關(guān)系從而確定最小時(shí)鐘周期，減小功耗，提高轉(zhuǎn)換效率。

在不考慮溝道調(diào)制效應(yīng)的前提下，電容在放電過程中所產(chǎn)生的電壓輸出與時(shí)間的關(guān)系：
VOUT=

(8)
    其中t1為充電過程中MOS管從飽和導(dǎo)通到進(jìn)入線性區(qū)的時(shí)間是一個(gè)和工藝有關(guān)的常數(shù)。
    充電過程的輸出電壓和時(shí)間的關(guān)系：
    VOUT=VDD-VTH-

(9)
由(8)、 (9)兩式明確了輸出電壓與時(shí)間的比例關(guān)系后根據(jù)工藝和仿真工具確定最小時(shí)鐘頻率，既要保證電容充放電完全又要盡量使用高頻時(shí)鐘減小電路功耗提高轉(zhuǎn)換率。

（2）為了避免電容在沒有完全充放電時(shí)即進(jìn)入相對(duì)工作狀態(tài)影響導(dǎo)通時(shí)間的準(zhǔn)確性及對(duì)開關(guān)管性能的影響采用非交疊時(shí)鐘信號(hào)。圖5即為非交疊時(shí)鐘的產(chǎn)生電路，CLK為原始的時(shí)鐘信號(hào)，Φ1和Φ2為相位相反的非交疊時(shí)鐘信號(hào)。

圖5 非交疊時(shí)鐘發(fā)生器原理圖

6 仿真結(jié)果
　　本文介紹的電路采用貝嶺1μP阱工藝在Cadence IC 5.0下仿真工具SPECTRE的電路仿真波形如圖6所示。

圖6電路仿真結(jié)果
由仿真結(jié)果可知輸出基本達(dá)到了預(yù)定要求-3V，誤差不超過0.09V

小結(jié)
　　本文介紹了一種采用開關(guān)電容技術(shù)產(chǎn)生負(fù)電壓的電荷泵電路，通過對(duì)其工作原理的分析找到一系列改進(jìn)性能的切口。同時(shí)通過提高M(jìn)OS管的驅(qū)動(dòng)，提高了開關(guān)管的速度，增強(qiáng)了電路的穩(wěn)定性及轉(zhuǎn)換效率，實(shí)踐證明這一電路是很有使用價(jià)值的。

參考文獻(xiàn)：
[1] JOHN F DICKSON. On chip High-Voltage Generation in MNOS Integrated Circuits Using an Improved voltage Multiplier Technique. IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, JUNE 1976:374
[2] Toru Tanzawa and Tomoharu Tanaka. A Dynamic Analysis of the Dickson Charge Pump Circuit. IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, AUGUST 1997;VOL.32: 1231
[3] 張立等. 現(xiàn)代電力電子技術(shù). 科學(xué)出版社. 1995