1 引言
為了在保持一定效率的同時(shí)增加開關(guān)頻率，人們開發(fā)出了幾種軟開關(guān)技術(shù)（1、2 和 3）。大多數(shù)諧振技術(shù)都增加了半導(dǎo)體電流和/或電壓應(yīng)力，從而導(dǎo)致器件體積增大，并增加大環(huán)流帶來的傳導(dǎo)損耗。然而，一種新型轉(zhuǎn)換器被開發(fā)了出來，其允許在沒有增加開關(guān)損耗的情況提高開關(guān)頻率，同時(shí)克服了諧振技術(shù)的大部分弊端。在實(shí)現(xiàn)主開關(guān)零電壓開啟和升壓二極管零電流關(guān)閉的時(shí)候，零電壓轉(zhuǎn)換 (ZVT) 轉(zhuǎn)換器工作在一個(gè)固定頻率上。這僅僅是通過在開關(guān)轉(zhuǎn)換期間運(yùn)用諧振操作來實(shí)現(xiàn)的。在周期的剩余時(shí)間里，從根本上將諧振網(wǎng)絡(luò)從電路中消除，而且轉(zhuǎn)換器的運(yùn)行同其非諧振部分完全一致。
同傳統(tǒng)的升壓轉(zhuǎn)換器相比，這種技術(shù)帶來了效率方面的提高，并可以在低應(yīng)力下運(yùn)行升壓二極管（這是因?yàn)殛P(guān)閉狀態(tài)下受控的 di/dt）。二極管軟開關(guān)還可以降低 EMI（這是一個(gè)重要的系統(tǒng)考慮因素）。
有源功率因數(shù)校正將對(duì)轉(zhuǎn)換器的輸入電流進(jìn)行編程以跟隨線電壓，并且有可能實(shí)現(xiàn) 3% THD 的 0.999 功率因數(shù)。Unitrode UC3855A/B IC 集成了功率因數(shù)校正控制電路，該控制電路可以為高功率因數(shù)提供數(shù)個(gè)電流傳感和功率級(jí) ZVT 運(yùn)行方面的增強(qiáng)特性。
UC3855 集成了設(shè)計(jì)一款帶有平均電流模式控制功能的 ZVT 功率級(jí)所需的所有控制功能。由于其能夠在避免斜率補(bǔ)償和其他方法（5、6）低噪聲抗擾度的同時(shí)對(duì)輸入電流進(jìn)行精確地編程，因此人們選擇了平均電流模式控制。
1.1 ZVT 技術(shù)
1.1.1 ZVT 升壓轉(zhuǎn)換器功率級(jí)
除開關(guān)轉(zhuǎn)換以外的整個(gè)開關(guān)周期中，ZVT 升壓轉(zhuǎn)換器的運(yùn)行均同傳統(tǒng)的升壓轉(zhuǎn)換器一樣。圖 1 顯示的就是 ZVT 升壓功率級(jí)。ZVT 網(wǎng)絡(luò)由 QZVT、D2、Lr 和 Cr 組成，提供了升壓二極管和主開關(guān)的有源緩沖。[4、7、8] 描述了 ZVT 電路的運(yùn)行情況，為了敘述的完整性在此處進(jìn)行了回顧。參見圖 2，下列時(shí)序間隔可以被定義為：
圖 1 具有 ZVT 功率級(jí)的升壓轉(zhuǎn)換器
圖 2 ZVT 時(shí)序結(jié)構(gòu)圖
1.1.2 ZVT 時(shí)序
1.1.2.1 t0-t1
t0 之前的時(shí)間里，主開關(guān)處于關(guān)閉狀態(tài)，二極管 D1 正傳導(dǎo)滿負(fù)載電流。在 t0 處，輔助開關(guān) (QZVT) 被開啟。由于輔助開關(guān)處于開啟狀態(tài)，Lr 中的電流線性地上升至 IIN。在此期間，二極管 D1 中的電流正逐漸下降。當(dāng)二極管電流達(dá)到零時(shí)，該二極管關(guān)閉（例如 D1 的軟開關(guān)）。在實(shí)際電路中，由于二極管需要一定時(shí)間來消除結(jié)電荷 (junction charge)，因此會(huì)有一些二極管逆向恢復(fù)。ZVT 電感上的電壓為 VO，因此電流上升至 Iin 所需要的時(shí)間為：
1.1.2.2 t1-t2
在 t1 處，Lr 電流達(dá)到了 IIN，且 Lr 和 Cr 開始產(chǎn)生諧振。該諧振周期在其電壓等于零以前對(duì) Cr 放電。漏極電壓的 dv/dt 由 Cr（Cr 為外部 CDS 和 COSS 的組合）控制。Cr 放電的同時(shí)流經(jīng) Lr 的電流不斷增加。漏極電壓達(dá)到零所需要的時(shí)間為諧振時(shí)間的 1/4。在該周期結(jié)束時(shí)，主開關(guān)的主體二極管開啟。
1.1.2.3 t2-t3
在該時(shí)間間隔開始時(shí)，開關(guān)漏極電壓已達(dá)到 0V，并且主體二極管被開啟。流經(jīng)該主體二極管的電流將由 ZVT 電感驅(qū)動(dòng)。該電感上的電壓為零，因此電流處于續(xù)流狀態(tài)。此時(shí)，主開關(guān)被開啟，以實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。
1.1.2.4 t3-t4
在 t3 處，UC3855 感應(yīng)到 QMAIN 的漏極電壓降至零，并在關(guān)閉 ZVT 開關(guān)的同時(shí)開啟主開關(guān)。ZVT 開關(guān)關(guān)閉以后，Lr 中的能量被線性地從 D2 釋放至負(fù)載。
1.1.2.5 t4-t5
在 t4 處，D2 中的電流趨于零。當(dāng)這種情況發(fā)生時(shí)，該電路就像一個(gè)傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器一樣運(yùn)行。但是，在一個(gè)實(shí)際電路中，Lr 同驅(qū)動(dòng) D1 陰極（由于 Lr 的另一端被鉗位控制至零）正極節(jié)點(diǎn)的 ZVT 開關(guān) COSS 一起諧振。在 ZVT 電路設(shè)計(jì)部分將對(duì)這種影響進(jìn)行討論。
1.1.2.6 t5-t6
該級(jí)也非常像一個(gè)傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器。主開關(guān)關(guān)閉。QMAIN 漏－源節(jié)點(diǎn)電容充電至 VO，并且主二極管開始向負(fù)載提供電流。由于節(jié)點(diǎn)電容起初將漏極電壓保持在零狀態(tài)，因此關(guān)閉損耗被極大地降低了。
由上述內(nèi)容可知，這種轉(zhuǎn)換器的運(yùn)行僅在開啟開關(guān)轉(zhuǎn)換期間不同于傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器。主功率級(jí)組件并未出現(xiàn)比正常情況更多的電壓或電流應(yīng)力，而且開關(guān)和二極管均歷經(jīng)了軟開關(guān)轉(zhuǎn)換。通過極大地減少開關(guān)損耗，可以在不降低效率的情況下增加工作頻率。二極管也可以在更低的損耗條件下工作，從而在更低溫度、更高可靠性的條件下運(yùn)行。該軟開關(guān)轉(zhuǎn)換還降低了主要由升壓二極管硬關(guān)閉引起的 EMI。
1.1.3 控制電路要求
為了保持主開關(guān)的零電壓開關(guān)，ZVT 開關(guān)在 Cr 電壓諧振至零以前必須為開啟狀態(tài)。通過使用一個(gè)相當(dāng)于低線壓和最大負(fù)載條件下 tZVT 的固定延遲，可以實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)。
但是，這樣一來在輕負(fù)載或更高線壓的條件下延遲的時(shí)間會(huì)比必要延遲時(shí)間更長(zhǎng)，從而會(huì)增加 ZVT 電路傳導(dǎo)損耗以及峰值電流應(yīng)力。通過感應(yīng) QMAIN 漏極電壓何時(shí)降至為零，UC3855 實(shí)現(xiàn)了一個(gè)可變 tZVT。一旦該電壓降至 ZVS 引腳閾值電壓 (2.5V) 以下時(shí)，ZVT 柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)便被終止，并且主開關(guān)柵極驅(qū)動(dòng)升高。圖 3 顯示了該控制波形。在振蕩器開始放電時(shí)開關(guān)周期開始，ZVT 柵極驅(qū)動(dòng)在放電周期開始時(shí)升高。在 ZVS 引腳感應(yīng)到零電壓狀態(tài)或者放電期間結(jié)束（振蕩器放電時(shí)間為最大 ZVT 脈寬）以前，ZVT 信號(hào)均處于高位。這樣就使 ZVT 開關(guān)僅在需要的時(shí)候開啟。
圖 3 ZVT 控制波形
2 控制電路運(yùn)行及設(shè)計(jì)
圖 4 顯示了 UC3855A/B 的結(jié)構(gòu)圖（引腳數(shù)與 DIL−20 封裝相當(dāng)）。其顯示了一款集成了基本 PFC 電路的控制器，包括平均電流模式控制以及促進(jìn) ZVT 工作的驅(qū)動(dòng)電路。該器件還具有簡(jiǎn)化電流傳感的電流波形合成器電路，以及過壓和過電流保護(hù)。在下列各章節(jié)中，該控制器件被分解成若干個(gè)功能模塊，并對(duì)其進(jìn)行了單獨(dú)的討論。
圖 4 UC3855 控制器結(jié)構(gòu)圖
2.1 與 UC3854A/B 的比較
UC3855A/B 的 PFC 部分與 UC3854A/B 完全一樣。他們共有的幾個(gè)設(shè)計(jì)參數(shù)在下面被突出顯示了出來，以說明其相似性。
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功能 |
UC3854A/B |
UC3855A/B |
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使能功能 |
專用引腳 |
集成到了 OVP |
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VRMS 的設(shè)計(jì)范圍 |
1.5V～4.7V |
1.5V～4.7V |
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VA 的 VREF |
3V |
3V |
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最大 VA 輸出電壓 |
6V |
6V |
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IAC 處的失調(diào)電壓 |
0.5V |
0.7V |
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乘法器增益 |
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UC3855A/B 中集成的新特性包括：
l ZVT 控制電路
l 過壓保護(hù)
l 電流合成器
2.2 振蕩器
振蕩器包括一個(gè)內(nèi)部電流源和散熱片，因此僅需要一個(gè)外部時(shí)序電容器 (CT) 來設(shè)置頻率。將額定充電電流設(shè)置為 500μA，放電電流為 8mA。放電時(shí)間大約為總時(shí)間的 6%，其定義了最大 ZVT 時(shí)間。CT 的計(jì)算可通過下式得出：
2.3 ZVT 控制電路
正如 ZVT 技術(shù)部分所述，UC3855A/B 提供了控制邏輯，以確保 ZVT 在所有線壓及負(fù)載狀態(tài)下運(yùn)行，并且無需使用一個(gè)固定延遲。ZVS 引腳對(duì) MOSFET 漏極電壓進(jìn)行感應(yīng)，并為一個(gè) ZVT 驅(qū)動(dòng)比較器輸入。另一個(gè)比較器輸入被內(nèi)部偏置至 2.5V。當(dāng) ZVS 輸入為 2.5V 以上（并出現(xiàn) PWM 時(shí)鐘信號(hào)）時(shí)，ZVT 驅(qū)動(dòng)信號(hào)可升高。下拉 ZVS 引腳可終止 ZVT 驅(qū)動(dòng)信號(hào)，并開啟主開關(guān)輸出（最大 ZVT 輸出信號(hào)等于振蕩器放電時(shí)間）。圖 5 顯示了用于感應(yīng)節(jié)點(diǎn)電壓的網(wǎng)絡(luò)。R12 將引腳上拉至 7.5V 的最大值，同時(shí)C6提供濾波功能。
圖 5 ZVS 傳感電路
RC 時(shí)間常數(shù)應(yīng)該足夠快，以在最大占空比時(shí)達(dá)到 2.5V。該漏極電壓受限于將主MOSFET dv/dt變慢的節(jié)點(diǎn)電容，其降低了 ZVS 電路上的高速要求。最大 ZVS 引腳電壓應(yīng)被限制在 VREF，否則 ZVS 電路就會(huì)變?yōu)殚]鎖狀態(tài)，無法正確工作。
ZVS 運(yùn)行的另一種方法是，通過一個(gè)簡(jiǎn)單的分壓器來感應(yīng)漏極電壓。但是，該電壓仍然必須被濾波（和鉗位控制），以便不會(huì)將噪聲注入 ZVS 引腳。
如欲了解時(shí)序波形，請(qǐng)參考前面的圖 3。
3 柵極驅(qū)動(dòng)
主驅(qū)動(dòng)可提供 1.5 APK，ZVT 驅(qū)動(dòng)為 0.75APK。由于 ZVT 運(yùn)行，主開關(guān)驅(qū)動(dòng)阻抗要求被減少。在開啟時(shí)，漏極電壓為0V，因此密勒電容效應(yīng)不再是一個(gè)問題；在關(guān)閉時(shí)，dv/dt 受限于諧振電容器。由于 ZVT MOSFET 通常為至少兩個(gè)小于主開關(guān)的裸片尺寸，因此一個(gè)較低的峰值電流容量就可以滿足其驅(qū)動(dòng)要求。
3.1 乘法器/分壓器電路
UC3855A/B 的乘法器部分與 UC3854A/B 完全一樣。其集成了輸入電壓前饋功能（通過 VRMS 輸入），以消除對(duì)輸入電壓環(huán)路增益的依賴性。正確地設(shè)置該器件，需要定義的參數(shù)只有三個(gè)（VVRMS、IIAC 和 RIMO）。
3.1.1 VRMS
該乘法器對(duì)線電流進(jìn)行編程，從而影響線路的功耗?？紴V到系統(tǒng)功耗限制，對(duì) VRMS 引腳進(jìn)行編程。參考該結(jié)構(gòu)圖（圖 4），乘法器輸出方程式為：
功耗限制函數(shù)由電壓環(huán)路誤差放大器 VEA (6 V) 的最大輸出電壓來設(shè)置。通過觀察給定 VEA 值情況下的變化可以輕松地闡明功耗限制函數(shù)。如果該 AC 線壓降低 2倍，那么前饋電壓效應(yīng) (V2VRMS) 則降低至四分之一。這樣就將乘法器輸出電流（以及隨之而來的線電流）提高了 2 倍。因此，線路的功耗保持恒定。反之，如果負(fù)載增加且線路保持恒定，則 VEA 增加，從而導(dǎo)致更高的線電流。于是，由此可見，VEA 為一個(gè)同輸入功耗成正比例關(guān)系的電壓。
在正常情況下，設(shè)置乘法器是用來限制低線路條件下的最大功耗，其同最大誤差放大器輸出電壓相當(dāng)。對(duì)該乘法方程式求解，以得到同最大誤差放大器電壓和最大乘法器電流（2 倍 IIAC 以內(nèi)）相當(dāng)?shù)那梆侂妷骸?/SPAN>
求出低壓線路 VRMS 電壓以后就可以定義線路至 VRMS 引腳的分壓器。為了減少出現(xiàn)在乘法器輸入端的二階諧波數(shù)量（其反過來又會(huì)在輸入電流中引起三階諧波）[9]，相對(duì)而言，該前饋電壓必須沒有紋波。該濾波會(huì)在 VRMS 引腳上產(chǎn)生一個(gè) dc 電壓。由于是按照其 RMS 值對(duì)輸入電壓進(jìn)行定義，因此必須考慮到該 RMS 因數(shù) (0.9) dc [9]。例如，如果該低線壓為 85 V，那么要求的衰減則為：
在 270V高線壓狀態(tài)下，其相當(dāng)于 VVRMS = 4.76 V。VRMS 輸入的共模范圍為 0V 至 5.5V。因此，計(jì)算出來的范圍在可接受的極限以內(nèi)。
推薦使用一個(gè)二極濾波器來提供足夠的衰減，而不降低前饋瞬態(tài)響應(yīng)。單極濾波器要求有一個(gè)極低頻率的極以使 VRMS 對(duì)線壓變化很快地做出響應(yīng)。
一旦 VRMS 的失真被確定，則可以計(jì)算出濾波器極。如果前饋電路對(duì)總失真的作用為 1.5% 以內(nèi)，那么就可以計(jì)算出濾波器的要求衰減。需要注意的是，在一個(gè)完整的波形整流正弦波中，二階諧波大約為 dc 值的 66.7%。在該輸入電流波形中[9]，二階諧波的百分比轉(zhuǎn)換為相同百分比三階諧波失真。因此，要求濾波器衰減為：
單個(gè)級(jí)應(yīng)具有一個(gè) 
或 0.15 的衰減。對(duì)于一個(gè)單級(jí)濾波器而言，則為：
參見圖 6，同各組件相對(duì)應(yīng)的取值為：R9A = R9B = 390 kΩ、R10 = 120 kΩ、R11 = 18 kΩ，并且 C4 = 0.082 μF、C5 = 0.47 μF。
圖 6 VRMS 電路
3.1.2 IIAC
在高線壓條件下，選擇 IIAC 的值為 500μA。這樣的取值頗具隨意性，但是其應(yīng)該在 1 mA 以下，這樣可以保持在該乘法器的線性區(qū)域以內(nèi)。相應(yīng)地，線路至 IAC 引腳的總電阻大約為 766 kΩ。
3.1.3 RIMO
通過確定乘法器輸出電壓（為了保持在過電流跳變點(diǎn)以下）在低線壓和最大負(fù)載電流條件下為 1V 則可以計(jì)算出乘法器輸出電阻。這樣也就相當(dāng)于變流器的最大感應(yīng)電壓。該條件下的乘法器電流等于 1V/RIMO，并且可以由乘法器方程式換算而得，其結(jié)果為：
在低線壓條件下，IIAC 等于 156μA（如果低線壓等于 85V，IIAC 被設(shè)定為 270V 時(shí)的 500μA），VEA 為其 6V 的最大值，VVRMS 為 1.5V。因此 RIMO 等于 3.2 kΩ。
3.2 電流合成器
由于構(gòu)建在 UC3855A/B 中的電流合成功能使電流傳感被簡(jiǎn)化了。當(dāng)開關(guān)為開啟且可以使用一個(gè)變流器對(duì)其進(jìn)行感應(yīng)時(shí)，開關(guān)電流同電感電流相同。當(dāng)開關(guān)處于開啟狀態(tài)時(shí)，電流合成器使用一個(gè)同開關(guān)電流成正比例關(guān)系的電流對(duì)一個(gè)電容器 (CI) 充電。當(dāng)該開關(guān)處于關(guān)閉狀態(tài)時(shí)，電感電流波形將被控制器重新構(gòu)建。為了精確地測(cè)量出電感電流，所需做的工作就只是重新構(gòu)建電感電流的下斜坡斜率，其可由下式得出：
使用一個(gè)與 VOUT − VAC 成正比例關(guān)系的電流對(duì) CI 放電，這樣就可以重新構(gòu)建電感電流波形。該電容器下斜坡斜率為：
通過從一個(gè)與 VOUT 成正比例關(guān)系的電流中減去 IIAC/4，UC3855A/B 就得出了 IDIS。RVS 引腳電壓被調(diào)節(jié)至 3V，因此，RVS 電阻器的選擇就設(shè)定了與 VOUT 成正比例的電流。
RRvs 電流同 IIAC/4 的比應(yīng)該等于 VOUT 與 VAC 的比。因此，如果 IIAC/4 為 125 μA，那么流經(jīng) RRVS 的電流應(yīng)該被設(shè)定為 130 μA。
使電感電流斜坡與電容器電壓斜坡相等，并確定 VAC 等于零時(shí)出現(xiàn)最大斜坡，則可以對(duì) CI 求解，其結(jié)果如下：
其中，N 為變流器 (CT) 匝比，(NS/NP) 和 RS 為電流檢測(cè)電阻器。
電流合成器具有大約 20mV 的偏移。該偏移可以引起線電流零交叉情況下的失真。為了消除這種偏移，可以在 VREF 和 IMO 引腳之間連接一個(gè)電阻器。該電阻器值是基于 RIMO 和合成器輸出端偏移量計(jì)算出來。對(duì)于一個(gè) 20mV 偏移且 RIMO = 3.3 kΩ 而言，一個(gè)從 VREF 至 1.2MΩ IMO 的電阻器可以消除這種偏移。
3.3 電流傳感
3.3.1 變流器
正如我們?cè)谇懊娌糠炙姡褂?/SPAN> UC3855A/B 合成電感電流十分簡(jiǎn)單。只需要直接感應(yīng)開關(guān)電流，并使用一個(gè)電流傳感變壓器便可極為有效地完成這一工作。在該功率級(jí)的阻性感應(yīng)會(huì)帶來過多的功耗。
在實(shí)施變流器時(shí)需要謹(jǐn)記幾個(gè)問題。在數(shù)百千赫茲頻率下，需要解決磁芯復(fù)位問題。功率因數(shù)校正電路中固有的高占空比增加了難度。除此以外，ZVT 電路使感應(yīng)/復(fù)位功能更為復(fù)雜。當(dāng) ZVT 電路開啟時(shí)，其電流從線路中流出。為了最小化線電流失真，應(yīng)該對(duì)該電流進(jìn)行測(cè)量。在變流器后面放置諧振電感，可以確保 ZVT 電路電流能夠被測(cè)量。類似地，當(dāng)主開關(guān)關(guān)閉時(shí)，電流繼續(xù)流入諧振電容器。然而，對(duì)這一電流進(jìn)行測(cè)量是非常重要的，如果該電容器被連接至 MOSFET 的漏極，且位于變流器下方，那么這一電流便耗掉了線路零相交上的最小復(fù)位時(shí)間，其占空比將接近 100%。圖 7A 顯示了這種結(jié)構(gòu)。如果該變流器沒有足夠時(shí)間來進(jìn)行復(fù)位，那么即使避免了完全飽和，但其也會(huì)開始飽和并降低精度，從而引起零交叉失真。圖 7B 中顯示了一個(gè)更好的結(jié)構(gòu)。在這個(gè)電路中，當(dāng)ZVT 電路啟動(dòng)期間放電時(shí)，測(cè)量出電容器電流。由于這種情況發(fā)生在開關(guān)周期的開始階段，因此變流器不會(huì)損失其任何復(fù)位時(shí)間。在變流器上方連接 Cr 不會(huì)對(duì) MOSFET dv/dt 控制產(chǎn)生負(fù)面影響。由于該器件一直控制著平均電流，因此，不管電容器電流是否在開關(guān)周期開始時(shí)或開關(guān)周期結(jié)束時(shí)被測(cè)量出來都沒有關(guān)系。
圖 7 變流器感應(yīng)
圖 7 還顯示，過濾功能被添加至該變流器次級(jí)，以減少噪聲過濾。該濾波器的帶寬應(yīng)足夠低，以在不影響開關(guān)電流波形的情況下減少開關(guān)噪聲。
除了位置和復(fù)位問題以外，還必須考慮到實(shí)際變流器結(jié)構(gòu)。使用專門針對(duì) 20kHz 頻率下而設(shè)計(jì)制造的變流器，在 100 kHz 及更高開關(guān)頻率下并不會(huì)有較好的性能表現(xiàn)。低頻率設(shè)計(jì)一般均具有太多的漏極電感，以至于不能被用于高頻率運(yùn)行，并且會(huì)引起錯(cuò)誤感應(yīng)和/或噪聲問題。
3.3.2 阻性感應(yīng)
UC3855A/B 仍然可以有阻性感應(yīng)。由于對(duì)電流誤差放大器的兩個(gè)輸入端對(duì)用戶而言均可使用，因此阻性感應(yīng)實(shí)施起來比較容易。圖 8 顯示了一個(gè)典型結(jié)構(gòu)。該電流誤差放大器的共模范圍為 −0.3V 到 5.0V。如果最大信號(hào)電平保持在 1V，那么 RIMO 值同上面的計(jì)算值保持一致。這也允許阻性感應(yīng)信號(hào)被饋送到 RSENSE 和 RI 結(jié)點(diǎn)的 ION 中，并被用于峰值限流。推薦使用一個(gè)消除柵極驅(qū)動(dòng)電流影響的濾波器。我們建議，仍然連接 RVS 電阻器，并連接一個(gè) CS 至接地的電阻器，以消除這些高阻抗節(jié)點(diǎn)中注入噪聲的可能性。
圖 8 阻性感應(yīng)
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