由于大功率LED越來越多地應用于普通照明，市場對驅(qū)動這些LED的離線電源的需求日益增加。由于LED的V-I(電壓-電流)特性，這種電源的輸出電流必須是恒流。本文將討論以飛兆功率開關(guān)(FPS)為基礎(chǔ)的電源，通過初級端調(diào)節(jié)實現(xiàn)次級恒流輸出。由于該電源無需運算放大器和光耦合器來穩(wěn)定輸出電流，因而在需要安全隔離的情況下其成本效益非常好。
傳統(tǒng)的恒流輸出PSU
圖1所示為傳統(tǒng)的恒流輸出離線電源，基于反激式拓撲結(jié)構(gòu)，在輸入電壓為85～265VRMS時提供700mA的電流和5.1V的最大輸出電壓。按照其技術(shù)數(shù)據(jù)，該電源應能驅(qū)動3W的大功率LED。這個電路簡單易懂：經(jīng)過對市電進行整流(BD1-BD4)和濾波(C2、C3和L1)，后接一個帶FPS FSQ510的反激電路。
圖1：傳統(tǒng)的恒流輸出電源電路圖。
在具備實現(xiàn)先進開關(guān)電源的所有功能的集成電路系列中，F(xiàn)SQ510是“最小型”的成員，而且是集成了700V Sense-FET的單芯片器件，而那些功率較大的成員都是雙芯片器件，包括一個控制器和一個單獨的VDS=650V的Sense-FET。由于這個系列中所有成員的基本功能和行為幾乎相同，因此，對采用FSQ510的電源討論可適用于整個系列。將電源接入市電，就可通過該器件的內(nèi)部啟動電路開始工作，即由內(nèi)部高壓JFET對C8充電，使其達到典型的13V啟動電壓。一旦達到這個電平，內(nèi)部Power-MOSFET就進入開關(guān)工作狀態(tài)，電源開始正常工作。此時，JFET關(guān)斷以降低電源功耗；而FPS則由單獨的變壓器繞組供電，經(jīng)D2整流以及R7和C8濾波。
RS2和RS3與DS1和C82構(gòu)成一個箝位電路(俗稱“緩沖器”)網(wǎng)絡，吸納存儲在變壓器漏電感中的能量。這是為了將漏極電壓限制在安全電平上。
變壓器副邊電壓經(jīng)D1整流和C4濾波，并經(jīng)L2和C5后濾波。輸出電壓經(jīng)R2、R3、R5、R6、U1和U2構(gòu)成的電路調(diào)節(jié)。U1將反饋信號耦合到初級，而C6和R17則構(gòu)成頻率補償電路，從而形成穩(wěn)定的閉環(huán)。
本例中的實際輸出電流由并聯(lián)電阻R11、R13和R14來檢測，并借助Q1和U1來調(diào)節(jié)。當并聯(lián)電阻上的壓降超過Q1的VBE時，U1的LED中將有電流流過，這會使FPS反饋引腳上的電壓降低。這樣，Power-MOSFET的占空比減小，最終使輸出電壓以至輸出電流減小。由于雙極晶體管(BJT)的VBE對溫度非常敏感，因此增加了由R10和NTC THR1構(gòu)成的補償電路。R8和R9的作用是關(guān)閉U2，防止電壓回路影響電流調(diào)節(jié)回路的正常運作。
R12、R15、R16、D4和C10構(gòu)成了實現(xiàn)FPS中功率MOSFET的準諧振開關(guān)功能的電路。準諧振開關(guān)指對漏電壓進行監(jiān)視，MOSFET僅在漏電壓最小時才導通。這里利用了這樣一個物理事實，即當存儲在變壓器中的能量全部轉(zhuǎn)移到次級后，就會出現(xiàn)漏極電壓振蕩。這種振蕩是由變壓器的激磁電感和MOSFET的漏極-源極電容形成的諧振電路造成的。由于開關(guān)在最小漏電壓時導通，開關(guān)損耗大幅降低，EMI性能得到提高。這個同步電路實際上沒直接連接到MOSFET的漏極，而是連接到波形相同但電壓幅度更低的變壓器繞組VCC。
采用初級調(diào)節(jié)的恒流電源
在反激式轉(zhuǎn)換電路中，無需專門調(diào)節(jié)電路，就可很好地調(diào)節(jié)輸出電壓。這是因為(如忽略寄生效應)兩個輸出電壓的比率等于各自變壓器繞組匝數(shù)之比率，因此能夠調(diào)節(jié)，比如繞組電壓VCC，從而在無需光耦合器的情況下獲得相當穩(wěn)定的隔離輸出。圖2所示為采用初級穩(wěn)壓的電源，仍然不具備恒流的特點。
采用初級穩(wěn)壓的電源，具備恒定輸出電壓。 [!--empirenews.page--]
這種電源的大多數(shù)電路與采用次級調(diào)節(jié)的電源相同，但反饋回路完全不同。
如前所述，反饋來自對FPS供電的同一個變壓器繞組。該電壓經(jīng)D3整流，加在產(chǎn)生芯片VCC的R2/C7，以及對反饋電壓進行濾波的R4/C4上。一般來說，反饋信號也可取自C7。但由于需要相當大的電容來支持啟動電流消耗，最好采用具有不同時間常數(shù)的附加通道。齊納二極管D7為用作誤差放大器的Q1提供基極電流。如果VCC和輸出電壓同時增大，該晶體管的基極電流也將增大，而這會降低FPS反饋引腳上的電平，這類似于采用光耦合器反饋的電源。
至此，電源還工作在恒壓模式，如何將其變成電流源呢？如果分析連續(xù)導通模式下反激開關(guān)的輸出電流與峰值MOSFET電流之間的關(guān)系，就可知道：要得到恒定的輸出電流，峰值MOSFET電流必須與輸出電壓Vout成正比，與輸入電壓Vin成反比。在非連續(xù)導通模式下，漏電流必定與Vout的平方根成比例，并在理論上與Vin無關(guān)。
電源中所采用的FPS功率開關(guān)FSQ0170RNA有一個名為“ILim”的非同步輸入，這個輸入有助于構(gòu)造初級調(diào)節(jié)電流源，可以設置MOSFET的最大峰值漏電流。方法是在這個輸入引腳上接上一個電阻或從該引腳吸取一定的電流。如果電阻接在這個引腳上，峰值漏電流就不會超過某一設定值。
借助圖3可以解釋該電流源的原理。從圖中可清楚地看出，只需增加一些成本最低的無源部件，就可將這個恒壓PSR電源變成電流源。
采用初級調(diào)節(jié)實現(xiàn)的恒流輸出電源。
在該電路中，VCC繞組正負電壓都經(jīng)D5整流，且各自都經(jīng)一個R/C濾波電路(分別為R3/C5和R4/C4)進行濾波。經(jīng)過C4的正極部分正比于輸出電壓，而經(jīng)過C5的負極部分與電源的輸入電壓有關(guān)，相對于初級側(cè)接地為負。只要負載電流小，D7、R8、R9和Q1構(gòu)成的調(diào)節(jié)回路的工作方式與圖2中的一樣。與圖2不同的是，R8沒有連接到初級接地上，而是連接到C5的電壓負極。只要電源工作在電壓模式下，包括D7陰極的節(jié)點處電壓就幾乎等于Q1的基極電壓VBE，且只有很小的電流從引腳4流過R7。當負載電流增加，初級側(cè)的峰值電流也將增加，當達到主要由R5決定的初級側(cè)最大峰值電流時，輸出電壓開始下降，這也會使D7陰極的電壓下降；而流過R7的電流將會增加，這是MOSFET峰值電流進一步下降的結(jié)果。恰當選擇R7，這個峰值電流就能正比于輸出電壓，而輸出電流就幾乎是恒定的。R6用于補償輸出電流隨輸入電壓增加而產(chǎn)生的變化。在恒流模式時，Q1處于負偏置狀態(tài)，因而完全關(guān)斷。在恒壓電源中，這意味著出現(xiàn)了故障，VFB引腳上的電壓將增加到6V，器件將關(guān)斷。為了防止這種情況發(fā)生，在電路上增加了R10。
由于電流源的輸出電壓會隨負載顯著變化，因而VCC繞組的電壓也會顯著變化。因此，必須恰當選擇繞組匝比，使芯片電源電壓高于FPS在最小輸出電壓下的欠壓鎖定電平。由于VCC電壓范圍可能較寬，必須增加齊納二極管D6，以防止芯片進入過壓關(guān)斷狀態(tài)。
圖4：圖3所示電源的V-I特性。
圖3所示為LED鎮(zhèn)流器示意圖，能夠在歐洲市電輸入情況下輸出700mA標稱電流來驅(qū)動3到5個大功率LED。圖4所示為輸出特性，在極小負載電流下，電壓升得很高，這在PSR電源中很常見，在中等到較高電流范圍，電壓相當恒定。這個問題不是LED鎮(zhèn)流器的興趣所在，更重要的是，在恒流模式下負載電流在寬泛的輸出電壓范圍保持恒定。
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