[導讀] 以功率因數控制芯片MC33262 為核心,設計了一種寬電壓輸入范圍、固定升壓輸出的150 W 的AC/ DC 變 換器. 對該變換器用有源功率因數校正(APFC) 技術、MC33262 芯片的原理和結構做了詳盡的分析和討論. 實驗結果表明所設計的以MC33262 為核心的有源功率因數校正器能在95～250 V 的寬電壓輸入范圍內得到非常穩(wěn)定的400 V 直流電壓輸出,并使得功率因數達到0. 99 以上,總諧波畸變降低至6 %.
開關電源由于其體積、重量和效率的優(yōu)勢正逐步取代線性電源,在各個領域獲得廣泛應用. 傳統的非控整流開關電源,由于輸入阻抗呈容性,網側輸入電壓和輸入電流間存在較大相位差,輸入電流呈脈沖狀,嚴重非正弦,諧波分量很高,給電力系統帶來了嚴重污染,一般電網側功率因數僅為0. 65 左右.國際電工委員會( IEC) 早在20 世紀90 年代初就制定了有關法規(guī),嚴格限定設備的功率因數必須接近于1. 在當前大力倡導綠色電源的背景下,提高開關電源的功率因數也已經成為國內電源廠商的當務之急.
文章對APFC 技術中的準連續(xù)模式即峰值電流控制方式做了詳盡論述,采用MC33262 芯片設計了一種寬電壓輸入范圍、固定升壓輸出的150 WAC/DC 變換器. 實驗結果表明該變換器能在95～255 V的寬電壓輸入范圍內輸出穩(wěn)定的400 V 直流電壓,并使得功率因數達到0. 99 以上,總諧波畸變降低至6 %以下.
1 APFC原理和MC33262 芯片介紹
APFC 技術按照電感電流是否連續(xù)可分為斷續(xù)(DCM) 和連續(xù)(CCM) 模式2 種. CCM 一般基于直流—直流升壓(BOOST) 變換器,尤其適合于大中功率容量. MC33262 功率因數補償控制芯片電流控制方式是CCM 中的峰值電流控制方式.
MC33262 芯片內部含有自起動定時器、一象限乘法器、誤差放大器、電流檢測比較器、零電流檢測器、圖騰柱驅動輸出以及過壓、欠壓等保護電路,具體內部結構框圖見圖1 所示,圖中1～8 分別表示芯片引腳號, V ref為參考電壓.
圖1 MC33262 芯片內部結構圖
利用一個無感采樣電阻檢測開關管流過電流,將所得電壓信號經過一個內置阻容(RC) 濾波電路送入零電流比較器. 該比較器電流基準值由乘法器輸出供給. 乘法器有2 個輸入,一個是變換器輸出直流電壓(經過分壓采樣) 與基準電壓之間的誤差信號;另一個為全波整流后輸出電壓經過電阻分壓后的值. 因此電流基準為雙半波正弦電壓,令電感電流的峰值包絡線跟蹤該輸入電壓的波形,使輸入電流與輸入電壓同相位,并接近正弦. 該閉環(huán)系統在保持輸入端功率因數接近1 的同時,也能保證輸出電壓的穩(wěn)定.
當輸出電壓上升時,誤差放大器輸出電壓下降,使乘法器輸出的基值電流值下降,開關管的導通時間縮短,流過電感的電流下降,從而使輸出電壓下降. 反之,使輸出電壓上升,以達到穩(wěn)定輸出電壓的目的. 由于乘法器輸入取樣來自全橋整流的輸出,所以乘法器的輸出和全橋整流輸出電壓波形的相位相同,從而使電感電流的平均值和整流輸出電壓同相,達到功率因數補償之目的. MC33262 片內還帶有RS 門鎖電路,它同時受電流檢測比較器、零電流檢測比較器和過電壓比較器3 個輸出的控制,并可以確保在同一時刻芯片的脈沖寬度調制( PWM) 信號輸出只有一種狀態(tài)的驅動信號出現. MC33262 片內還帶有欠電壓封鎖電路,當輸入電源電壓降低至內置8 V 參考電壓時,封鎖PWM 脈沖輸出. MC33262片內還帶有過電壓比較器,能在輸出端一旦出現過電壓時禁止芯片產生驅動輸出.
從控制角度上講,該APFC 電路同時引入了電壓和電流反饋構成一個雙環(huán)控制系統,外環(huán)實現輸出電壓穩(wěn)定,內環(huán)實現輸入電流整形使之成為與電壓同相位的標準正弦波.
圖2 所示為采用MC33262 PFC 控制芯片構成的有源功率因數校正電路原理性框圖. 場效應晶體管(MOSFET) 的導通受控于MC33262 芯片內的零電流檢測器,當零電流檢測器中的電流降為零時,MOSFET 導通,此時電感開始儲能,電流增加. 這種零電流導通控制的突出優(yōu)點有:
圖2 有源功率因數校正電路原理框圖
(1) 由于MOSFET 開始導通時刻,儲能電感中電流為零,這樣MOSFET 開關的應力和損耗大大減小,同時降低了對后級整流二極管快恢復性的要求,因此選用普通的快恢復二極管即可滿足設計要求;另一方面免除了由于二極管恢復時間過長引起的開關管損耗,也就大大增加了開關管的可靠性.
(2) 由于開關管的驅動脈沖間無死區(qū),所以輸入電流是連續(xù)的并呈正弦波,這樣大大提高了系統的功率因數.
2 基于MC33262 的APFC電路結構
2. 1 輸入端保護及濾波電路分析
為避免交流輸入端外界產生的電壓尖峰對電源造成不利影響,采用金屬氧化物壓敏電阻并接在交流輸入端對瞬態(tài)電壓進行抑制 . 同時采用負溫度系數的熱敏電阻(NTC) 串聯在交流輸入端,用以增加對交流線路的阻抗, 把浪涌電流減小至安全值. 高頻開關電源產生的電磁干擾( EMI) 主要以傳導干擾和近場干擾為主. 共模干擾和差模干擾是傳導干擾的2 種基本模態(tài),EMI 濾波器是目前使用最廣泛,也是最有效的開關電源傳導干擾抑制方法之一. EMI 濾波器不但要抑制差模干擾,也必須抑制共模干擾,它的基本電路可以參照圖3.
交流輸入電路與電感L 和電容C 組成的低通濾波網絡相連,以抑制電網上來的電磁干擾,同時還對本身產生的電磁干擾有抑制作用,以保證電網不受污染. 圖3 中L1 為差模扼流線圈,L2 為共模扼流線圈,把串聯電感L1 分成2 部分串入相線和中線可盡量保證2 線的阻抗平衡,防止由于阻抗不平衡引起新的干擾. 共模扼流圈由2 個線圈對稱繞制而成,其特點是對網側工頻電流呈現較低阻抗,但對流經的高頻共模干擾而言,等效阻抗卻很高.
EMI 濾波電路中的電感器件串入電路中對工作狀態(tài)不加干涉,而對差模和共模干擾起到抑制作用,它的結構是在1 只磁芯上繞制2 個相同繞組的線圈,工作時將這2 個線圈分別串接在電源上,當工作電流接通時,磁芯中的磁動勢相互抵消,因而磁芯材料不受任何影響,不必擔心其磁飽和. 在這次研制過程中,采用頻率特性好,導磁率高的鐵氧體材料.在該研制過程中,采用電感和電容組成π型濾波器,使得輸出電壓更加平滑,交流分量更少,考慮到電感器件中經常有較大的直流電流成分,因而電感器件的鐵芯采用具有高飽和磁通密度的鐵粉芯材料制成. [!--empirenews.page--]
2. 2 電路結構及工作原理
基于MC33262PFC 控制芯片的AC/ DC 變換器電路結構如圖3 所示. 圖中BD1 為整流橋,CY為干擾濾波電容,TR 為熱敏元件,ZD1 為穩(wěn)壓管,EC 為電解電容,VR 為壓敏元件, FUSE 為保險絲,1～8分別表示芯片引腳號.
圖3 所示APFC 電路主要由控制器IC 芯片MC33262 、MOSFET 功率管Q1 、升壓電感器L4 、升壓二極管D2 、輸出濾波電容EC2 及反饋環(huán)路組成.APFC 變換器的工作原理基于升壓電感L4 的電流與電壓之間的物理關系. 在Q1 導通時,升壓二極管D2 截止,濾波電容EC1 通過負載放電. 當Q1 由導通躍變?yōu)殛P斷時,L4 產生的突變電勢使D2 正向偏置導通,L4 中的儲能經D2 釋放,對EC2 充電. 由于Q1 和D2 交替導通,使整流橋輸出電流經L4 連續(xù)流動. 這就意味著整流二極管在交流電源的半個周期內,導通角趨于180°. 該電路采用雙環(huán)反饋控制方案. 內環(huán)反饋的作用是將全波整流輸出直流脈動電壓通過R003 和R004 組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262 第3 腳,以保證通過L4 的電流時刻跟蹤輸入電壓按正弦規(guī)律變化的軌跡. 通過L4 的三角形高頻電流的峰值包絡線正比于輸入交流電壓,其平均電流則呈正弦波形,這就意味著電源輸入電流也呈正弦波. 外環(huán)用作APFC 變換器輸出直流電壓的反饋控制. 直流輸出電壓通過R005 和R009組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262 的第1 腳,MC33262 輸出PWM 驅動信號調節(jié)MOSFET 功率管的占空比,以使輸出電壓穩(wěn)定.
圖3 APFC實驗電路結構圖
交流輸入電壓經橋式整流,輸出100 Hz 的正弦半波直流脈動電壓,能夠比較真實反映交流(AC) 輸入電壓波形的全波整流電壓,經過電阻分壓器分壓、小電容C004 濾除高頻噪聲輸入到芯片內部的乘法器. 濾波電容EC2 兩端直流電壓通過R005 和R009分壓輸入到芯片內部誤差放大器的反相端,并與誤差放大器同相端精密參考電壓V ref比較,產生一個直流(DC) 誤差電壓,作為一象限乘法器的另一路輸入. 當AC 輸入電壓從零按正弦規(guī)律變化到峰值時,乘法器的輸出控制電流傳感比較器的門限,迫使通過MOSFET 功率管Q1 的峰值電流跟蹤AC 輸入電壓的變化軌跡. 流過MOSFET 功率管Q1 的電流在電阻R010 上轉換為電壓信號,輸入到芯片第4 腳,經過芯片內置阻容( RC) 低通濾波器, 輸入到MC33262 芯片內電流檢測比較器的正向輸入端. 電感L4 電流的波形呈高頻鋸齒三角波,在電流值從零增長到峰值的過程中,Q1 是導通的. 乘法器的輸出則是電感峰值電流的參考電壓,只要在R011 上的傳感電壓超過電流檢測比較器的門限電壓,片內邏輯電路動作,輸出MOSFET 功率管關斷信號. 升壓電感L4 的副邊繞組Ns 將感應電壓經D1 整流EC1 濾波,作為MC33262 芯片啟動后的輔助電源;Ns 還用做L4 的高靈敏度的電流傳感器. Ns 將流過L4 的電流檢測后,經限流電阻R007 輸入到片內零電流檢測器,只要電感電流一降至芯片所設置的“零”電平, 零電流檢測器則通過置位門鎖驅動MOSFET 導通.
升壓電感器L4 選用鐵氧體材料鐵芯和李氏漆包線繞制,原副邊線圈匝數比為60/ 6. 原邊Np 繞組的電感為580μH ,副邊Ns 是輔助電源及零電流檢測繞組.
3 實驗結果
實驗結果顯示該AC/ DC 變換器在較寬廣的輸入電壓范圍下獲得高度穩(wěn)定的直流電壓400 V 輸出,紋波峰峰值在8 V 以下,輸出額定功率達150W ,滿載下效率η= 95 % ,功率因數λ≥0. 99 ,輸入電流總諧波畸變D < 6 %. 圖4 和圖5 所示記錄了芯片3 腳的采樣輸入電壓、交流輸入電流波形. 圖6 所示為MOSFET 上源極電阻上的采樣電壓波形,它反映了流經MOSFET 上的電流波形,即電感儲能階段電感電流波形. 可看出由于MOSFET 開關頻率很高(將近70 kHz) ,在開關關斷過程中源極電阻上有較強的干擾電流流過,示波器記錄波形上出現不少尖峰毛刺. MC33262 芯片內已預先設置了RC濾波器對該信號做濾波處理,不過一般可在4 腳與源極電阻間考慮再增添一外部RC 濾波電路,增強抗干擾效果.
圖4 芯片3 腳電壓采樣輸入波形
圖5 輸入電流電阻采樣波形
圖6 MOSFET上導通電流電阻采樣波形
4 結語
由MC33262 構成的功率因數校正電路外圍結構簡單,電路元器件少,電路的體積和成本下降,提高了系統的可靠性. 目前這種APFC 技術已經在開關電源、電子鎮(zhèn)流器等諸多領域得到了應用. 該APFC 電路采用峰值電流控制方式,屬于準連續(xù)電流模式,MOSFET 開關頻率很高,這對EMI 濾波電路的設計有較高的要求. 不過該系列芯片與其他采用連續(xù)模式的APFC 芯片相比有著較高的性價比,值得作進一步完善研究.
文章對APFC 技術中的準連續(xù)模式即峰值電流控制方式做了詳盡論述,采用MC33262 芯片設計了一種寬電壓輸入范圍、固定升壓輸出的150 WAC/DC 變換器. 實驗結果表明該變換器能在95～255 V的寬電壓輸入范圍內輸出穩(wěn)定的400 V 直流電壓,并使得功率因數達到0. 99 以上,總諧波畸變降低至6 %以下.
1 APFC原理和MC33262 芯片介紹
APFC 技術按照電感電流是否連續(xù)可分為斷續(xù)(DCM) 和連續(xù)(CCM) 模式2 種. CCM 一般基于直流—直流升壓(BOOST) 變換器,尤其適合于大中功率容量. MC33262 功率因數補償控制芯片電流控制方式是CCM 中的峰值電流控制方式.
MC33262 芯片內部含有自起動定時器、一象限乘法器、誤差放大器、電流檢測比較器、零電流檢測器、圖騰柱驅動輸出以及過壓、欠壓等保護電路,具體內部結構框圖見圖1 所示,圖中1～8 分別表示芯片引腳號, V ref為參考電壓.
圖1 MC33262 芯片內部結構圖
利用一個無感采樣電阻檢測開關管流過電流,將所得電壓信號經過一個內置阻容(RC) 濾波電路送入零電流比較器. 該比較器電流基準值由乘法器輸出供給. 乘法器有2 個輸入,一個是變換器輸出直流電壓(經過分壓采樣) 與基準電壓之間的誤差信號;另一個為全波整流后輸出電壓經過電阻分壓后的值. 因此電流基準為雙半波正弦電壓,令電感電流的峰值包絡線跟蹤該輸入電壓的波形,使輸入電流與輸入電壓同相位,并接近正弦. 該閉環(huán)系統在保持輸入端功率因數接近1 的同時,也能保證輸出電壓的穩(wěn)定.
當輸出電壓上升時,誤差放大器輸出電壓下降,使乘法器輸出的基值電流值下降,開關管的導通時間縮短,流過電感的電流下降,從而使輸出電壓下降. 反之,使輸出電壓上升,以達到穩(wěn)定輸出電壓的目的. 由于乘法器輸入取樣來自全橋整流的輸出,所以乘法器的輸出和全橋整流輸出電壓波形的相位相同,從而使電感電流的平均值和整流輸出電壓同相,達到功率因數補償之目的. MC33262 片內還帶有RS 門鎖電路,它同時受電流檢測比較器、零電流檢測比較器和過電壓比較器3 個輸出的控制,并可以確保在同一時刻芯片的脈沖寬度調制( PWM) 信號輸出只有一種狀態(tài)的驅動信號出現. MC33262 片內還帶有欠電壓封鎖電路,當輸入電源電壓降低至內置8 V 參考電壓時,封鎖PWM 脈沖輸出. MC33262片內還帶有過電壓比較器,能在輸出端一旦出現過電壓時禁止芯片產生驅動輸出.
從控制角度上講,該APFC 電路同時引入了電壓和電流反饋構成一個雙環(huán)控制系統,外環(huán)實現輸出電壓穩(wěn)定,內環(huán)實現輸入電流整形使之成為與電壓同相位的標準正弦波.
圖2 所示為采用MC33262 PFC 控制芯片構成的有源功率因數校正電路原理性框圖. 場效應晶體管(MOSFET) 的導通受控于MC33262 芯片內的零電流檢測器,當零電流檢測器中的電流降為零時,MOSFET 導通,此時電感開始儲能,電流增加. 這種零電流導通控制的突出優(yōu)點有:
圖2 有源功率因數校正電路原理框圖
(1) 由于MOSFET 開始導通時刻,儲能電感中電流為零,這樣MOSFET 開關的應力和損耗大大減小,同時降低了對后級整流二極管快恢復性的要求,因此選用普通的快恢復二極管即可滿足設計要求;另一方面免除了由于二極管恢復時間過長引起的開關管損耗,也就大大增加了開關管的可靠性.
(2) 由于開關管的驅動脈沖間無死區(qū),所以輸入電流是連續(xù)的并呈正弦波,這樣大大提高了系統的功率因數.
2 基于MC33262 的APFC電路結構
2. 1 輸入端保護及濾波電路分析
為避免交流輸入端外界產生的電壓尖峰對電源造成不利影響,采用金屬氧化物壓敏電阻并接在交流輸入端對瞬態(tài)電壓進行抑制 . 同時采用負溫度系數的熱敏電阻(NTC) 串聯在交流輸入端,用以增加對交流線路的阻抗, 把浪涌電流減小至安全值. 高頻開關電源產生的電磁干擾( EMI) 主要以傳導干擾和近場干擾為主. 共模干擾和差模干擾是傳導干擾的2 種基本模態(tài),EMI 濾波器是目前使用最廣泛,也是最有效的開關電源傳導干擾抑制方法之一. EMI 濾波器不但要抑制差模干擾,也必須抑制共模干擾,它的基本電路可以參照圖3.
交流輸入電路與電感L 和電容C 組成的低通濾波網絡相連,以抑制電網上來的電磁干擾,同時還對本身產生的電磁干擾有抑制作用,以保證電網不受污染. 圖3 中L1 為差模扼流線圈,L2 為共模扼流線圈,把串聯電感L1 分成2 部分串入相線和中線可盡量保證2 線的阻抗平衡,防止由于阻抗不平衡引起新的干擾. 共模扼流圈由2 個線圈對稱繞制而成,其特點是對網側工頻電流呈現較低阻抗,但對流經的高頻共模干擾而言,等效阻抗卻很高.
EMI 濾波電路中的電感器件串入電路中對工作狀態(tài)不加干涉,而對差模和共模干擾起到抑制作用,它的結構是在1 只磁芯上繞制2 個相同繞組的線圈,工作時將這2 個線圈分別串接在電源上,當工作電流接通時,磁芯中的磁動勢相互抵消,因而磁芯材料不受任何影響,不必擔心其磁飽和. 在這次研制過程中,采用頻率特性好,導磁率高的鐵氧體材料.在該研制過程中,采用電感和電容組成π型濾波器,使得輸出電壓更加平滑,交流分量更少,考慮到電感器件中經常有較大的直流電流成分,因而電感器件的鐵芯采用具有高飽和磁通密度的鐵粉芯材料制成. [!--empirenews.page--]
2. 2 電路結構及工作原理
基于MC33262PFC 控制芯片的AC/ DC 變換器電路結構如圖3 所示. 圖中BD1 為整流橋,CY為干擾濾波電容,TR 為熱敏元件,ZD1 為穩(wěn)壓管,EC 為電解電容,VR 為壓敏元件, FUSE 為保險絲,1～8分別表示芯片引腳號.
圖3 所示APFC 電路主要由控制器IC 芯片MC33262 、MOSFET 功率管Q1 、升壓電感器L4 、升壓二極管D2 、輸出濾波電容EC2 及反饋環(huán)路組成.APFC 變換器的工作原理基于升壓電感L4 的電流與電壓之間的物理關系. 在Q1 導通時,升壓二極管D2 截止,濾波電容EC1 通過負載放電. 當Q1 由導通躍變?yōu)殛P斷時,L4 產生的突變電勢使D2 正向偏置導通,L4 中的儲能經D2 釋放,對EC2 充電. 由于Q1 和D2 交替導通,使整流橋輸出電流經L4 連續(xù)流動. 這就意味著整流二極管在交流電源的半個周期內,導通角趨于180°. 該電路采用雙環(huán)反饋控制方案. 內環(huán)反饋的作用是將全波整流輸出直流脈動電壓通過R003 和R004 組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262 第3 腳,以保證通過L4 的電流時刻跟蹤輸入電壓按正弦規(guī)律變化的軌跡. 通過L4 的三角形高頻電流的峰值包絡線正比于輸入交流電壓,其平均電流則呈正弦波形,這就意味著電源輸入電流也呈正弦波. 外環(huán)用作APFC 變換器輸出直流電壓的反饋控制. 直流輸出電壓通過R005 和R009組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262 的第1 腳,MC33262 輸出PWM 驅動信號調節(jié)MOSFET 功率管的占空比,以使輸出電壓穩(wěn)定.
圖3 APFC實驗電路結構圖
交流輸入電壓經橋式整流,輸出100 Hz 的正弦半波直流脈動電壓,能夠比較真實反映交流(AC) 輸入電壓波形的全波整流電壓,經過電阻分壓器分壓、小電容C004 濾除高頻噪聲輸入到芯片內部的乘法器. 濾波電容EC2 兩端直流電壓通過R005 和R009分壓輸入到芯片內部誤差放大器的反相端,并與誤差放大器同相端精密參考電壓V ref比較,產生一個直流(DC) 誤差電壓,作為一象限乘法器的另一路輸入. 當AC 輸入電壓從零按正弦規(guī)律變化到峰值時,乘法器的輸出控制電流傳感比較器的門限,迫使通過MOSFET 功率管Q1 的峰值電流跟蹤AC 輸入電壓的變化軌跡. 流過MOSFET 功率管Q1 的電流在電阻R010 上轉換為電壓信號,輸入到芯片第4 腳,經過芯片內置阻容( RC) 低通濾波器, 輸入到MC33262 芯片內電流檢測比較器的正向輸入端. 電感L4 電流的波形呈高頻鋸齒三角波,在電流值從零增長到峰值的過程中,Q1 是導通的. 乘法器的輸出則是電感峰值電流的參考電壓,只要在R011 上的傳感電壓超過電流檢測比較器的門限電壓,片內邏輯電路動作,輸出MOSFET 功率管關斷信號. 升壓電感L4 的副邊繞組Ns 將感應電壓經D1 整流EC1 濾波,作為MC33262 芯片啟動后的輔助電源;Ns 還用做L4 的高靈敏度的電流傳感器. Ns 將流過L4 的電流檢測后,經限流電阻R007 輸入到片內零電流檢測器,只要電感電流一降至芯片所設置的“零”電平, 零電流檢測器則通過置位門鎖驅動MOSFET 導通.
升壓電感器L4 選用鐵氧體材料鐵芯和李氏漆包線繞制,原副邊線圈匝數比為60/ 6. 原邊Np 繞組的電感為580μH ,副邊Ns 是輔助電源及零電流檢測繞組.
3 實驗結果
實驗結果顯示該AC/ DC 變換器在較寬廣的輸入電壓范圍下獲得高度穩(wěn)定的直流電壓400 V 輸出,紋波峰峰值在8 V 以下,輸出額定功率達150W ,滿載下效率η= 95 % ,功率因數λ≥0. 99 ,輸入電流總諧波畸變D < 6 %. 圖4 和圖5 所示記錄了芯片3 腳的采樣輸入電壓、交流輸入電流波形. 圖6 所示為MOSFET 上源極電阻上的采樣電壓波形,它反映了流經MOSFET 上的電流波形,即電感儲能階段電感電流波形. 可看出由于MOSFET 開關頻率很高(將近70 kHz) ,在開關關斷過程中源極電阻上有較強的干擾電流流過,示波器記錄波形上出現不少尖峰毛刺. MC33262 芯片內已預先設置了RC濾波器對該信號做濾波處理,不過一般可在4 腳與源極電阻間考慮再增添一外部RC 濾波電路,增強抗干擾效果.
圖4 芯片3 腳電壓采樣輸入波形
圖5 輸入電流電阻采樣波形
圖6 MOSFET上導通電流電阻采樣波形
4 結語
由MC33262 構成的功率因數校正電路外圍結構簡單,電路元器件少,電路的體積和成本下降,提高了系統的可靠性. 目前這種APFC 技術已經在開關電源、電子鎮(zhèn)流器等諸多領域得到了應用. 該APFC 電路采用峰值電流控制方式,屬于準連續(xù)電流模式,MOSFET 開關頻率很高,這對EMI 濾波電路的設計有較高的要求. 不過該系列芯片與其他采用連續(xù)模式的APFC 芯片相比有著較高的性價比,值得作進一步完善研究.
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