新型ZVZCT軟開關PWM變換器的研究

摘要:提出一種新型的ZVZCT軟開關PWM變換器,主開關管電壓電流為互相錯開的梯形波(4個零、4個斜坡)，輔助管為零電流通斷，特別適用于以IGBT為開關器件的高壓大功率場合。通過理論分析、參數(shù)選擇、電路仿真和實驗結(jié)果對該變換器加以說明。

關鍵詞：ZVZCT軟開關變換器

A Study of Novel ZVZCT Soft－ Switching PWM Converters

Abstract:The paper presents a novel ZVZCT soft－ switching PWM converter:the voltage and current waveforms of the transistor are ladder－ shaped and stagger each other, and auxiliary switches are turned on and off under zero－ curent.It is very attractive for high power application where IGBT is predominantly used as the power switches. Theoretical analysis,parameters selection,computer simulation and experiment results are presented to explain the proposed scheme. Keywords: ZVZCT Soft－ switching Converters

1引言

　　在高壓、大功率應用場合，功率器件承受的電壓、電流應力大，開關損耗高。在傳統(tǒng)的設計中通常選用較大容量的開關器件輔以吸收電路，但開關頻率難以提高。為解決這些問題，近年來提出了許多軟開關技術，這些軟開關技術在實現(xiàn)開關電源的小型化、輕量化和低成本中起著重要的作用。在大功率場合比較成功的軟開關技術能減小開關損耗、降低開關應力和EMI，提高工作可靠性。在利用輔助電路構(gòu)成的軟開關變換器中，盡管輔助管的開關損耗相對主電路較小，但若輔助管也采用IGBT以適應高電壓、大功率的輸出要求，則輔助管軟換流通斷也極為重要了，而且從可靠性和降低EMI角度考慮，輔助管也應該采用軟開關技術。文[1]（ZVT）接通損耗減小了，開關應力也小了，但主管和輔助管都是硬關斷，在大功率場合占開關損耗主要部分的關斷損耗并沒有明顯減小。文[2]（ZCT）主管雖為零電流關斷，但輔助管是硬關斷，也不適合于大功率場合。本文提出了一種新型的ZVZCT軟開關PWM變換器——主開關管電壓電流為梯形波，相互錯開，即有2個平頂、2個平底和4個零、4個斜坡，輔助管為零電流通斷，適用于高電壓、大功率場合。

2工作原理與理論分析

　　圖1為新型軟開關拓撲，圖2為其工作波形，圖1中電感L1、L2構(gòu)成一個耦合電感，在分析過程中用一個電流源和一個電壓源等效，其漏感Lk可視為諧振電感LR1的一部分。為簡化分析，假設濾波電感LF足夠大，輸入可看作一個恒流源，濾波電容足夠大，輸出可看作一個恒壓源。圖3所示，一個開關周期由八個工作狀態(tài)組成：

　?。?）T0－T1：T0之前，主開關S1和輔助開關S2、S3均關斷，整流二極管D導通。在T0時，輔助管S3導通（零電流），諧振電感LR1線性充電性Ii/2(Ii為濾波電感電流)，整流二極管零電流關斷，線性充電時間

　?。?）T1－T2：T1時iD=0，整流二極管D關斷，LR1通過S3與C1發(fā)生諧振，同時耦合電感副邊L1的電流通過D2流到負載，輔助開關承受較小的電流。

圖1新型ZVZCT軟開關電路拓樸

圖2新型軟開關PWM變換器的工作波形
S1—主管S1脈沖S3—輔助管S3脈沖
S2—輔助管S2脈沖VDS—主管漏源電壓
IS—主管漏極電流iLR1—電感LR1電流
iRL2—電感LR2電流VD—主二極管電壓
ID—主二極管電流IS2—輔助管S2漏極電流
IS3—輔助管S3漏極電流

C1放電直到T2時VC1=0，此時ωT12=π,，

T2=T1＋T12。（3）T2－T3：T2時，VC1=0，反并二極管導通，此時給主開關管S1加上觸發(fā)脈沖，S1零電壓零電流接通，，諧振電感中能量反饋到負載，諧振電感電流iLR1線性放電。當時，iLR=0，此時關斷輔助開關管S3可使輔助管零電流關斷，T3=T2＋T23。

　　在S3導通期間，除了上述幾個過程外，還有以下兩種狀態(tài)：

　?、賂0－T30期間LR2通過D5、S3與C2、C3發(fā)生諧振。

　　②T30－T3期間LR2通過D5、S3、D7與C2發(fā)生諧振。

　?。?）T3－T4：T3以后，iLR1=0，iLR2=0，流過S3的漏源電流為零，因此以后關斷S3均可使S3實現(xiàn)零電流關斷，而且在T3時主開關管S1的漏源電流達到濾波電感LF的電流Ii，電路恢復到傳統(tǒng)的PWM工作狀態(tài)。

　?。?）T4－T5：T4之前，主開關S1導通，C2電壓已充電到－Vc2max。取C2=C3=C，則。諧振電流iLR2迫使開關管S1的漏源電流iDS=Ii－iLR2以正弦規(guī)律減小，當ωt=π/2時，達到最大值，從該式可以看出，為了獲得零電流關斷，,當主開關管電流降為零時，它的反并二極管導通，此時關斷主管可實現(xiàn)零電流零電壓關斷。此段時間間隔：,T5=T4＋T45

　　（6）T5－T6：主開關管S1關斷后，電感電流Ii對C2、C3繼續(xù)充電，當VC3=V0時，D6導通，LR2、C2通過D6、D繼續(xù)諧振，直到iLR2=0時D1截止，停止諧振。

圖3八個不同工作狀態(tài)的等效電路 [!--empirenews.page--]

　　（7）T6－T7：T6以后，流過輔助管S2的漏源電流為零，此后給輔助管S2加關斷信號可使S2零電流關斷，而且T6以后整流二極管已完全導通，電路又回到傳統(tǒng)的PWM工作狀態(tài)。T7時輔助管S3導通，電路又重復上一個周期的工作。

3參數(shù)設計

3．1諧振網(wǎng)絡參數(shù)的設計

　?。?）輔助管脈沖寬度的確定

　　輔助管S2的脈寬≥為主開關管S1實現(xiàn)零電流關斷的準備時間T45＋電感LR2中能量全部釋放的時間T56。輔助管S3的脈寬≥為主開關管S1實現(xiàn)零電壓接通的準備時間（T01＋T12）＋電感LR1中能量全部釋放的時間T23。

　　本設計中取T01＋T12=0.05T,T45=0.03T,其中T為開關周期。

　?。?）設置電流系數(shù)Ki

　　Irm為流過電感LR1電流的最大值。Ki值大于1。

　　（3）設置電壓系數(shù)KV

　　Vc2max為電容C2的最高電壓，KV≥1。

　?。?）諧振電感、電容的計算

　　①零電壓接通過程（ZVT）　由ZVT的動作原理可知，主開關管是零開通損耗，關斷時靠電容C1緩沖減少關斷損耗，定性地說較大的C1有利于減小關斷損耗，但C1越大，存儲的能量C1VDS2越多，C1能量再經(jīng)諧振轉(zhuǎn)移到LR1上使電流峰值增高，關斷損耗增大。可見這部分諧振能量究竟取多大，才能使主開關管的總損耗最小是設計此電路的關鍵。

其中Ii取電感電流最大值PO/Vimin,（PO為輸出功率），C1包括諧振電容、主管寄生電容和整流二極管的結(jié)電容。

　?、诹汶娏麝P斷過程（ZCT）　從ZCT的工作原理可知，主管是零關斷損耗，關斷時靠諧振回路的分流使主開關管的電流發(fā)生轉(zhuǎn)移，為實現(xiàn)零電流關斷，諧振回路電流最大值但是太大的諧振電流又使諧振電感和輔助管的負擔加重，因此應根據(jù)以下公式，通過選取適當?shù)碾妷合禂?shù)來計算諧振電容和電感。

3．2功率器件的選擇

　　設計功率器件時，主要應根據(jù)兩個基本參數(shù)來選擇。第一個參數(shù)是功率器件截止時的耐壓值，第二個參數(shù)是功率器件在導通時所能承受的最大電流值。這兩個參數(shù)的選擇是由開關變換器的類型決定的。表1列出了新型軟開關電路中幾個主要功率器件的電流、電壓應力。

表1開關管與二極管的電流電壓應力

注：表中D為占空比

　　（1）輔助管S2：輔助管S2僅在T4－T6流過電流，在一個周期的其它時間電流均為零。T4－T5時，LR2通過S1、D1、S2與C2、C3發(fā)生諧振，流過S2電流按正弦規(guī)律上升，。T5－T6時LR2、C2通過D6、D諧振，S2電流減小，直到T6時iLR2=0。在T5時，電流達到最大值Ii。 [!--empirenews.page--]

　?。?）輔助管S3：輔助管S3僅在T0－T3導通。在此期間有兩條支路的電流流過輔助管S3。一路來自電感LR1的電流，另一路來自電感LR2的電流。

　　從上述幾個式子可以看出：支路1在T0－T3期間電感LR1電流最大值出現(xiàn)在T1≤t≤T2期間，且其最大值為。最大值出現(xiàn)的時刻

　支路2期間電感LR1電流最大值出現(xiàn)在（T0≤t≤T30）期間，最大值為。

　　流過S3的電流為上述兩條支路中電感電流之和，所以為減小S3的電流應力，在選擇諧振元件參數(shù)時，還應考慮兩條支路出現(xiàn)電流最大值的時刻錯開。

4仿真與實驗結(jié)果

　　在Vin=90～120V,P0=400W,V0=200V,f=100kHz條件下算出：LR1=30μH,LR2=10μH,C1=330pF,C2=C3=8.2nF。在上述參數(shù)下對ZVZCT軟開關電路進行仿真。圖4為主要器件電壓、電流的仿真波形。從仿真波形可以看出，主開關管S1零電流、零電壓通斷，開關電壓、電流為梯形波，相互錯開，即有兩個平頂、兩個平底和四個零、四個斜坡，輔助開關管S2、S3也實現(xiàn)了零電流通斷。圖5、圖6為實驗波形，從實驗結(jié)果可看出主管和輔助管都實現(xiàn)了零電流通斷，與理論分析和仿真結(jié)果一致。

圖4新型ZVZCT軟開關PWM變換器電路仿真波形

圖5ZVZCT－PWM變換器主管電壓電流波形

圖6ZVZCT－PWM變換器輔助管S2、S3電流波形

5結(jié)論　　本文構(gòu)造出一種新型ZVZCT軟開關PWM變換器，通過理論分析和電路仿真，找出一種新型的軟開關控制規(guī)律，使主開關管電壓、電流為梯形波，相互錯開，即有兩個平頂、兩個平底和4個零、4個斜坡，具有如圖7所示的理想的軟開關特性，并已通過實驗加以驗證。由于主開關管實現(xiàn)了四個零，且有T2－T3和T6－T7的電壓電流錯開時間，消除了電壓和電流的交疊現(xiàn)象、降低了開關損耗，提高了工作效率；四個斜坡減小了、，使開關應力減小，提高了開關器件的壽命和工作可靠性，同時也能解決硬開關PWM變換器引起的EMI問題，二極管的反向恢復問題等，具有重要的理論意義。

圖7理想的軟開關波形

　　該新型軟開關變換器由于主管和輔助管都實現(xiàn)了零電流通斷，主管和輔助管均可用IGBT作為開關器件用于高電壓、大功率應用場合，具有重要的工程實用價值。