一種新穎的ZVZCSPWM全橋變換器

摘要：提出了一種新穎的零電流零電壓開關（ZCZVS）PWM全橋變換器，通過增加一個輔助電路的方法實現了變換器的軟開關。與以往的ZCZVSPWM全橋變換器相比，所提出的新穎變換器具有電路結構簡單、整機效率高以及電流環(huán)自適應調整等優(yōu)點，這使得它特別適合高壓大功率的應用場合。詳細分析了該變換器的工作原理及電路設計，并在一臺功率為4kW，工作頻率為80kHz的通信用開關電源裝置上得到了實驗驗證。

關鍵詞：全橋變換器；零電壓開關；零電流開關；軟開關；脈寬調制

0    引言

    移相全橋零電壓PWM軟開關（PS-FB-ZVS）變換器與移相全橋零電壓零電流PWM軟開關（PS-FB-ZVZCS）變換器是目前國內外電源界研究的熱門課題，并已得到了廣泛的應用。在中小功率的場合，功率器件一般選用MOSFET，這是因為MOSFET的開關速度快，可以提高開關頻率，采用ZVS方式，就可將開關損耗減小到較為理想的程度[1]。而在高壓大功率的場合，IGBT更為合適。但IGBT的最大的缺點是具有較大的開關損耗，尤其是由于IGBT的“拖尾電流”特性，使得它即使工作在零電壓情況下，關斷損耗仍然較大，要想在ZVS方式下減少關斷損耗，則必須加大IGBT的并聯電容。然而由于輕載時ZVS很難實現（滯后臂的ZVS更難實現），因此ZVS方案對于IGBT來說并不理想。若采用常規(guī)的移相全橋軟開關變換器，其優(yōu)點是顯而易見的，即功率開關器件電壓、電流額定值小，功率變壓器利用率高等，但是它們卻也存在著各種各樣的缺點：有的難以適用于大功率場合；有的要求很小的漏感；有的電路較為復雜且成本很高[2][3][4][5][6]。

    本文提出了一種新穎的ZVZCS PWM全橋變換器，它能有效地改進以往所提出的ZVZCS PWM全橋變換器的不足。這種變換器是在常規(guī)零電壓PWM全橋變換器的次級增加了一個輔助電路，此輔助電路的優(yōu)點在于沒有有損元件和有源開關，且結構簡單。次級整流二極管的電壓應力與傳統(tǒng)PWM全橋變換器相等，而ZCS具有最小的環(huán)路電流值。電流環(huán)能夠根據負載的變化情況自動進行調整，從而保證了負載在較大范圍內變化時變換器同樣具有較高的效率。

1    工作原理

    該ZVZCS PWM全橋變換器主電路如圖1所示。它是在傳統(tǒng)的零電壓PWM全橋變換器的次級增加了一個輔助電路，同時，該變換器還采用了移相控制方式。在圖1中，S₁和S₃分別超前于S₄和S₂一個相位，稱S₁和S₃組成的橋臂為超前臂，S₂和S₄組成的橋臂為滯后臂。C₁和C₃分別是S₁和S₃的外接電容。L_r是諧振電感，它包括了變壓器的漏感。每個橋臂的兩個功率管成180°互補導通，兩個橋臂的導通角相差一個相位，即移相角，通過調節(jié)移相角的大小來調節(jié)輸出電壓。超前臂開關管實現零電壓導通和關斷的工作原理與ZVSPWM全橋變換器相同，而滯后臂開關管是通過輔助電路來實現零電流導通和關斷的，由于輸出電感的儲能用來實現超前臂開關管的ZVS，所以可以用外接電容來減小開關損耗。通過對C_h放電，流過變壓器的原邊電流在諧振周期內減小到零，從而實現了滯后橋臂的ZCS。

圖1    新 穎ZVZCS PWM全 橋 變 換 器 主 電 路 圖

    為了便于分析變換器的穩(wěn)定工作狀態(tài)，而作如下假設：

    ——所有開關管、二極管、電容、電感均為理想元器件；

    ——輸出濾波電感L_f足夠大，在一個開關過程中可以等效為一個恒流源。

    在半個工作周期內，變換器有8種開關模態(tài)。因為，電流環(huán)能夠根據負載的變化而作相應的調整，所以，這些開關模態(tài)在負載較輕的情況下變化很小。

1.1    變換器在滿載條件下工作

    假定變換器工作在滿載條件下，其各個模態(tài)的等效電路及主要波形圖如圖2和圖3所示。

（a） 模 態(tài)1[t₀，t₁]    （b） 模 態(tài)2[t₁，t₂]    （c） 模 態(tài)3[t₂，t₃]

（d） 模 態(tài)4[t₃，t₄]    （e） 模 態(tài)5[t₄，t₅]    （f） 模 態(tài)6[t₅，t₆]

（g） 模 態(tài)7[t₆，t₇]    （h） 模 態(tài)8[t₇，t₈]

圖2    各 個 開 關 模 態(tài) 的 等 效 電 路

圖3    主 要 波 形 圖

    1）開關模態(tài)1[t₀，t₁]    在t₀時刻，開關管S₁及S₄導通，輸入電壓V_s加到了變壓器的漏感L_r上，原邊電流i_p從零開始線性增加，在t₁時刻，電流i_p增加到與輸出電感電流值相等。電流i_p的變化式如式（1）所示。

    i_p(t)=(V_s/L_r)t（1）

    2）開關模態(tài)2[t₁，t₂]    t₁時刻后，開關管S₁和S₄繼續(xù)導通，輸入功率傳到了變壓器的次級。輔助線圈的漏感L_lks與吸持電容C_h產生諧振，給C_h充電，C_h上的電壓及電流可由式（2）及式（3）得到。

    v_ch(t)=[1－cos(ω_st)]（2）

    i_ch=－sin(ω_st)（3）

    V_H=（4）

式中：ω_s=；

      n=N₁/N₂；

      m=N₃/N₄。

    在t₂時刻，C_h上的電壓達到最大值V_H，同時電流減小為零。為了防止二極管D_d在該工作模態(tài)下導通，C_h的最大電壓值V_H應當設計得比輸入電壓反射到次級的電壓V_s/n小。

    3）開關模態(tài)3[t₂，t₃]    當C_h的充電電流減小到零的時候，D_c零電流關斷，C_h上的電壓保持在V_H。原邊電流仍被傳遞到輸出端。

    4）開關模態(tài)4[t₃，t₄]    在t₃時刻，S₁關斷，原邊電流給電容C₁充電，使C₃放電，變壓器原邊電壓v_AB開始線性下降，即

    vAB(_t)=V_s－t（5）

式中：I_o為輸出電流；

      C_eq=C₁＋C₃。

    變壓器的次級電壓v_sec以相同的速率下降，直到t₄時刻其值與C_h上的電壓值相等為止。

    5）開關模態(tài)5[t₄，t₅]    當v_sec下降到V_H時，二極管D_d導通，v_sec被箝位在C_h的電壓值。變壓器的原邊電壓v_AB還以與先前同樣的速率下降到零，而v_sec則緩慢地下降。在該模態(tài)下，因為與原邊電壓相比，v_sec的下降非常緩慢，因此可以把v_sec看作常數。變壓器次級電壓反射到初級上的電壓值和初級電壓值之差加在了諧振電感Lr上，變壓器原邊電流和電壓分別按式（6）及式（7）規(guī)律下降。

    i_p(t)=cos(ω_bt)（6）

    v_AB(t)=nV_H－sin(ω_bt)（7）

式中：ω_b=。 [!--empirenews.page--]

    到t₅時刻，C₃上的電量被完全釋放，C₃電壓下降到零，同時開關管S₃零電壓導通。原邊電壓v_AB也下降到零。

    6）開關模態(tài)6[t₅，t₆]    該模態(tài)下，變壓器次級電壓反射到初級上的電壓加到了變壓器的漏感上，原邊電流以更快的速率下降到零。

圖4    C_h不同最大電壓值VH對應的ZVS范圍

    i_p(t)=cos(ω_bt_m5)－sin(ω_ct)（8）

式中：ω_c=；

      t_m5=t₅－t₄；

      Z_c=。

    變壓器次級電壓按式（9）規(guī)律下降。

    v_sec(t)=V_Hcos(ω_ct)（9）

    7）開關模態(tài)7[t₆，t₇]    原邊電流復位，整流二極管關斷。電容C_h通過D_d放電，向負載提供電流。變壓器次級電壓按式(10)規(guī)律下降到零。

    v_sec(t)=V_Hcos(ωctm6)－t（10）

式中：t_m6=t₆－t₅。

    8）開關模態(tài)8[t₇，t₈]    C_h完全放電，輸出感應電流通過續(xù)流二極管D_f續(xù)流。在t₈時刻，開關管S₄的驅動脈沖下降為零，S₄零電流關斷。

1.2    變換器在輕載條件下工作

    假定變換器工作在輕載條件下，隨著負載電流的降低，C_h在模態(tài)7時不能完全放電，其上電流在t₁₀時刻以前連續(xù)地提供給負載，其電壓的最大值與最小值之間的差值可通過對自身的放電電流積分來獲得，如式（11）所示。

    =I_Ch(t)dt≌(1－D)（11）

式中：T_s為開關周期。

    由式（11）可以看出，在帶輕載的條件下，式（3）所表示的C_h上的電流產生如下變化。

    i_Ch(t)=－()sin(ω_ct)

    ?≌－(1－D)sin(ω_ct)（12）

    從式（12）可以看出，環(huán)路電流對吸持電容的充放電隨著負載電流的降低而降低，也就是說電流環(huán)可根據負載的情況自動進行調整。

2    電路設計

2.1    超前臂的ZVS條件

    為了實現超前臂的ZVS，開關電壓應當在死區(qū)時間內下降到零，即：

    t_dead>t_m4＋t_m5（13）

式中：

    t_m4=t₄－t₃=nC_eq（14）

    t_m5=t₅－t₄=arcsin=arcsin（15）

    從式（15）可以看出，保證開關管實現ZVS的最小電流可由式（16）得到。

    =n₂V_H（16）

    不同的吸持電容C_h數值與最大電壓值V_H所對應的ZVS范圍如圖4所示。開關管超前臂的關斷損耗可通過給IGBT增加外接緩沖電容來減小。從圖4還可以看出大電容C_eq對ZVS范圍的限制。因此，C_eq的選擇應綜合考慮ZVS范圍和超前臂的開關關斷損耗。

2.2    滯后臂的ZCS條件

    吸持電容的歸一化值如式（17）所示。

    C_hⁿ=（17）

    圖5所示為吸持電容不同歸一化值所對應的原邊電流的復位情況。為了實現滯后臂的ZCS，C_h的能量應該足夠大，從而通過L_r使原邊電流復位，且原邊電流應當在滯后臂關斷之前減小到

    圖5不同歸一化C_h值對應的原邊電流的復位零。從式（11）、式（12）、式（15）、式（16）、式（17）可得到式（18）。

    arcsin(1－D)（18）

    從式（18）和圖5可以看出，為了確保ZCS，應當增加C_h或V_H的值。但是，V_H的最大值不能高于輸入電壓反射到次級的電壓V_s/n；同樣，大電容C_h增大了環(huán)路電流，而環(huán)路電流又通過C_h間接加到了負載。綜合考慮，軟開關在變換器功耗方面的效果不僅與開關損耗的減小有關，還與由軟開關引起的附加導通損耗有關。為了獲得預期的效率，要求在設計時C_h的值取得越小越好，從而使附加導通損耗最小化。

圖5    不同歸一化C_h值對應的原邊電流的復位

2.3    輸出耦合電感

    為了保證輔助電路二極管D_c的軟變換，輸出耦合電感的漏感L_lks應當滿足式（19）。

    L_lks<（19）

式中：D_min為最小占空比。

    給C_h充電的諧振電流也耦合到了輸出電感電流中，從而增加了輸出電容的電流紋波。因此，L_lks應當在滿足式（19）的條件下盡量取大，以減小諧波電流的有效值。

3    實驗結果

    為了驗證ZVZCS PWM全橋變換器的工作原理和性能，在實驗室完成了一臺80V/50A，80kHz的樣機，其電路如圖6所示，參數如下：

圖6    樣機電路原理圖 [!--empirenews.page--]

    輸入直流電壓V_s=630（1±10％）V；

    輸出直流電壓V_o=80V；

    變壓器原副邊匝比N₁∶N₂=5.33，變壓器原邊漏感L_r=9μH；

    輸出濾波電容C_o=10000μF(電解電容)；

    輸出濾波電感L_f=20μH，N₃∶N₄=1.12，漏感L_lks=1.8μH；

    開關管S₁～S₄(IGBT)    IRGPH50KK2(1200V，30A)；

    輸出整流二極管D_c，D_d，D_f，D_rec    C60P40FE(400V，60A)；

    C₁=C₃=1nF；

    C_h=0.47μF(電解電容)；

    R=30Ω，C=2.2nF，C′=6.6nF；

    開關頻率f=80kHz。

    圖7給出了實驗波形。從圖7（a）可以看出，在諧振周期內，原邊電流減小到零，從而消除了原邊的拖尾電流。從圖7（c）可以看出，通過S4的電流在驅動脈沖下降為零之前已經減小到零，從而S₄實現零電流關斷。從圖7（d）可以看出，在死區(qū)時間內，S₁的電壓減小到零，從而S₁實現零電壓導通。從圖7（e）和（f）可以看出，在一個諧振周期內，C_h在滿載時完全放電，而在輕載時卻沒有完全放電，使得環(huán)路電流根據負載條件變化作適應性調整。

    圖8給出了根據原理樣機得到的效率曲線。滿載時效率最高，達到94％。

(a)    變壓器原邊電壓和電流的波形

(b)    變壓器次級電壓和吸持電容電壓波形

(c)    滯后臂S₄的零電流關斷波形

(d)    超前臂S₁的零電壓導通波形

(e)    滿載時吸持電容上的電壓電流波形

(f)    25％負載時吸持電容上的電壓電流波形

圖7    實驗波形

圖8    原理樣機效率曲線

4    結語

    本文提出了一種新穎的ZVZCS PWM全橋變換器，并具體分析了它的工作原理、電路設計及性能。最后通過一臺4kW的原理樣機的試驗結果，證明了該變換器具有以下主要優(yōu)點：

    ——所采用的輔助電路無有源開關；

    ——次級整流二極管具有與傳統(tǒng)的全橋PWM變換器相同的電壓應力值；

    ——對吸持電容充放電的環(huán)路電流可根據負載的變化進行自適應調整；

    ——輔助電路二極管D_c實現了軟變換；

    ——能夠使變換器在開關頻率為80kHz且滿載時效率高達94％。