關于中、高壓變頻器的一些知識

摘要：中、高壓變頻器主電路不像低壓變頻器那樣，至今還沒有統(tǒng)一的拓撲結(jié)構，它們從功率開關器件，到整流器和逆變器都有多種形式，介紹了這些方面的知識，以供選用時進行分析比較。關鍵詞：高壓變頻器；集成門極換相晶閘管；三電平；多重化；PWM整流器

 

在低壓變頻調(diào)速完全成熟、并獲得廣泛應用之后，現(xiàn)在不少廠家對中、高壓電機采用變頻調(diào)速正在躍躍欲試，猶如十多年前開始推廣應用低壓變頻調(diào)速的情勢一樣（在電氣傳動領域，將2.3～10kV習慣上稱作高壓，而與電網(wǎng)電壓相比，只能算作中壓）。然而不像是低壓變頻器，無論哪種產(chǎn)品，它們的主電路形式基本相同，而中、高壓變頻器則到目前為止，還沒有近乎統(tǒng)一的拓撲結(jié)構。為此，本文就目前中、高壓變頻器的有關知識作些闡述和介紹，以供選用時進行分析比較。 1功率開關器件

中、高壓變頻器首先依賴于高電壓、大電流的電力電子器件。目前應用于中、高壓變頻器的電力電子器件主要有下列幾種。

1?1GTO

門極可關斷（GTO）晶閘管是目前能承受電壓最高和流過電流最大的全控型（亦稱自關斷）器件。它能由門極控制導通和關斷，具有電流密度大、管壓降低、導通損耗小、dv/dt耐量高等突出優(yōu)點，目前已達6kV/6kA的生產(chǎn)水平，最適合大功率應用。但是GTO有不足之處，那就是門極為電流控制，驅(qū)動電路復雜，驅(qū)動功率大（關斷增益β=3～5）；關斷過程中內(nèi)部成百甚至上千個GTO元胞不均勻性引起陰極電流收縮（擠流）效應，必須限制dv/dt。為此需要緩沖電路（亦稱吸收電路），而緩沖電路既增大體積、重量、成本，又徒然增加損耗。另外，“拖尾”電流使關斷損耗大，因而開關頻率低。

1?2IGBT

絕緣柵雙極晶體管（IGBT）是后起之秀，它是一種復合型全控器件，具有MOSFET（輸入阻抗高、開關速度快）和GTR（耐壓高、電流密度大）二者的優(yōu)點。柵極為電壓控制，驅(qū)動功率小；開關損耗小，工作頻率高；沒有二次擊穿，不需緩沖電路；是目前中等功率電力電子裝置中的主流器件。除低壓IGBT（1700V/1200A）外，已開發(fā)出高壓IGBT，可達3.3kV/1.2kA或4.5kV/0.9kA的水平。IGBT的不足之處是，高壓IGBT內(nèi)阻大，因而導通損耗大；低壓IGBT用于高壓需多個串聯(lián)。

1?3IGCT和SGCT

在GTO的基礎上，近年開發(fā)出一種門極換流晶閘管（GCT），它采用了一些新技術，如：穿透型陽極，使電荷存儲時間和拖尾電流減小，制約了二次擊穿，可無緩沖器運行；加N緩沖層，使硅片厚度以及通態(tài)

 

 

 

(d)輸出電流

 

 

(a)電壓型

 

 

(b)電流型

 

 

(c)輸出電壓

 

 

圖1交直交單相逆變器主電路及其輸出波形

 

 

損耗和開關損耗減少；特殊的環(huán)狀門極，使器件開通時間縮短且串、并聯(lián)容易。因此，GCT除有GTO高電壓、大電流、低導通壓降的優(yōu)點，又改善了其開通和關斷性能，使工作頻率有所提高。

為了盡快（例如1μs內(nèi)）將器件關斷，要求在門極PN不致?lián)舸┑模?0V下能獲得快于4000A/μs的變化率，以使陽極電流全部經(jīng)門極極快泄流（即關斷增益為1），必須采用低電感觸發(fā)電路（例如門極電路最大電?lt;5nH）。為此，將這種門極電路配以MOSFET強驅(qū)動與GCT功率組件集成在一起，構成集成門極換流晶閘管（IGCT）。其改進形式之一則稱為對稱門極換流晶閘管（SGCT）。兩者具有相似的特性。IGCT還可將續(xù)流二極管做在同一芯片上集成逆導型，可使裝置中器件數(shù)量減少。

表1為GTO、IGCT、IGBT一些能數(shù)的比較?？梢钥闯?，在1kHz以下，IGCT有一定優(yōu)點；在較高工作頻率下，高壓IGBT更具優(yōu)勢。

表1GTO、IGCT、IGBT參數(shù)比較器件GTOIGCTIGBT
通態(tài)壓降/V3.21.93.4
門極驅(qū)動功率/W80151.5
存儲時間/μs201～3.40.9
尾部電流時間/μs1500.70.15
工作頻率/kHz0.5120
除上述三種器件外，現(xiàn)在還在開發(fā)一些新器件，例如新型大功率IGBT模塊——“注入增強柵極晶體管”（IEGT），它兼有IGBT和GTO二者優(yōu)點，即開關特性相當于IGBT，工作頻率高，柵極驅(qū)動功率?。ū菺TO小二個數(shù)量級）；而由于電子發(fā)射區(qū)注入增強，使器件的飽和壓降進一步減??；功率相同時，緩沖電路的容量為GTO的1/10，安全工作區(qū)寬?，F(xiàn)已有4.5kV/1kA的器件，可望在高頻下獲得應用。

2逆變器主電路

2?1逆變器的兩種型式

交直交變頻器依據(jù)直流電路濾波及緩沖無功能量所采用的元件不同而分為電壓（源）型（VSI）和電流（源）型（CSI）。前者采用電容濾波〔見圖1（a）〕，直流電路的電壓波形比較平直，輸出阻抗小，電壓不易突變；交流輸出為方波電壓或方波電壓序列，電流經(jīng)過電動機繞組的濾波后接近于正弦波。后者采用電感濾波〔見圖1(b)〕，直流電路的電流波形比較平直，輸出阻抗大，電流不易突變；交流輸出為方波電流，電壓由輸出電流及負載決定。

電壓型變頻器直流電路由于存在有極性的大電容，不允許直流電壓反向，整流器因其單向?qū)щ娦?，電流也不能反向，無法通過它回饋能量，電動機如欲再生制動，必須另外反并聯(lián)一套相控整流器，如圖2(a）和圖2(b）所示，所以適用于風機、水泵等不可逆?zhèn)鲃?。電流型變頻器直流電路接的是大電感，雖電流方向不變，但允許電壓反向，可以通過觸發(fā)控制角α和β改變逆變器和可控整流器的電壓極性來回饋能量，電動機能方便地實現(xiàn)再生制動，如圖2（c)和圖2(d)所示，所以適用于頻繁起制動和可逆運行的場合。也正因為兩者電壓、電流方向的特點，電壓型逆變器必須有續(xù)流二極管，將負載電動機的能量通過它回饋，而電流型逆變器則不需要續(xù)流二極管。

此外，電壓型逆變器的輸出動態(tài)阻抗?。粚﹄娏﹄娮悠骷哪蛪阂筝^低，但當負載出現(xiàn)短路或在變頻器運行狀態(tài)下投入負載，都易出現(xiàn)過電流，必須在極短的時間內(nèi)施加保護措施。電流型逆變器的情況則相反，輸出動態(tài)阻抗大；對器件的耐壓要求較高，但因有大電感，可限制短路電流，易采取過流保護措施。不過，電流型變頻器由于電源側(cè)采用三相橋式晶閘管可

 

 

 

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圖2電壓型和電流型逆變器的電動和再生制動

 

 

(a)電壓型電動(b)電壓型再生制動

 

 

(c)電流型電動(d)電流型再生制動

 

 

(a)單相SPWM

 

 

(b)三相SPWM

 

 

圖3SPWM波形

 

 

控整流電路，輸入功率因數(shù)低，且隨轉(zhuǎn)速降低而降低；輸入電流諧波大；還會產(chǎn)生較大的共模電壓，施加到電動機定子繞組中心點和地之間，影響電動機絕緣。另外，對電網(wǎng)電壓波動也較為敏感。

2?2減少諧波的方法

在交直交變頻器的結(jié)構中，由于逆變器輸出的是方波交流，其中必然包含各次諧波，見圖1(c)和圖1(d)。

諧波的存在，會產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動，使電機運轉(zhuǎn)不平穩(wěn)；噪音加大；對電機絕緣有附加dv/dt、di/dt應力，影響壽命；諧波電流使電機發(fā)熱，損耗增加，對一般電機不得不“降頻”使用”；對輸出電纜長度也有限制。如果安裝諧波濾波器來抑制諧波對電網(wǎng)的影響，除增加設備外，還因濾波器的制造與電網(wǎng)參數(shù)有關，一旦參數(shù)有變，又得重新調(diào)諧，相當麻煩。為此，在中、高壓變頻器中不僅像和低壓變頻器一樣，全采用脈寬調(diào)制（PWM）外，還普遍采用多重化聯(lián)接，即將相同的幾個逆變器輸出矩形交流的相位錯開，然后迭加成梯形波。例如，圖3(a)和圖3(b)為正弦脈寬調(diào)制（SPWM）的單相和三相波形。分別為單極式和雙極式SPWM，圖3(b)中的a）為三相調(diào)制波和三角波b)、c)、d)分別為A、B、C相電壓，e)為線電壓。圖4(a)和圖4(b)則示出一種二重化的電路和輸出電壓波形。它已不含11次以下的諧波。

2?3中、高壓逆變器結(jié)構

除減小諧波外，為了承受高電壓，在中、高壓變頻器中逆變器的主電路目前采用如下一些結(jié)構。 2?3?1橋臂器件直接串聯(lián)

這種變頻器的主電路如圖5所示。這是電流型變頻器（為了對接地短路也實現(xiàn)保護，把濾波電感分為兩半），虛線框內(nèi)為逆變器部分，功率開關器件采用GTO。這種電路簡單、可靠，所用功率器件較少，但因各器件的動態(tài)電阻和極電容不同，存在穩(wěn)態(tài)和動態(tài)均壓問題，采取與器件并聯(lián)R和RC的均壓措施（圖5中只示意一個器件的均壓電路），會使電路復雜，損耗增加；同時，器件串聯(lián)對驅(qū)動電路的要求也大大提高，要盡量做到串聯(lián)器件同時導通和關斷，否則，由于各器件通、斷時間不一，承受電壓不均，會導致器件損壞，甚至整個裝置崩潰。GTO器件需加緩沖電路（圖中示出一種典型的RCD電路）。

2?3?2三電平逆變器

三電平逆變器主電路如圖6(a)所示。直流環(huán)節(jié)由電容C1、C2分成兩個電壓，屬電壓型逆變器。每相橋臂有四個功率開關器件（可采用GTO、IGBT或IGCT），每個均并有續(xù)流二極管。以A相為例，其中1、4為主管，2、3為輔管。輔管與二極管5、6一道鉗制輸出端電位等于中點0點電位（所以也稱中心點鉗位逆變器），通過控制功率器件1～4的開通、關斷，在橋臂輸出點可獲得三種不同電平。例如，在2導通情況下，由1、3的交替通、斷，A相電壓可獲得＋、0兩種電平（或者說，2、4保持通、斷不變，1、3由通、斷→斷、通時，A端電位由＋→0）；在3導通情況下，由2、4的交替通、斷，A相可獲得0、－兩種電平（或者說，1、3保

 

 

 

(a)電路圖

 

 

(b)輸出電壓波形圖

 

 

圖4逆變器電壓疊加

 

 

圖5逆變器橋臂器件直接串聯(lián)的變頻器主電路 [!--empirenews.page--]

 

 

(a)主電路

 

 

(b)系統(tǒng)框圖

 

 

圖6三電平逆變器的變頻器主電路和系統(tǒng)框圖

 

 

(a)三相相電壓與線電壓波形

 

 

(b)線電壓波形（放大）

 

 

圖7三電平PWM逆變器輸出電壓波形

 

 

持斷、通不變，2、4由通、斷→斷、通時，A端電壓由0→－）。同理，B、C每相電壓亦有＋、0、－三種電平。若每相均采用PWM控制，三相3電平PWM逆變器的輸出電壓波形如圖7(a)或圖7(b)所示。其中圖7(b)為輸出電壓濾波前后的波形。

與常規(guī)只有一個直流電壓，橋臂上、下管交替通斷每相輸出只有＋、－兩種電平的逆變器相比，3電平逆變器由于輸出電壓電平數(shù)增加（相電壓由2個增加到3個，線電壓由3個增加到5個），每個電平幅值下降，同時，每周期開關狀態(tài)由23=8種增加到33=27種，增加了PWM控制諧波消除算法的自由度，在同等開關頻率下，可使輸出波形質(zhì)量有較大提高，輸出dv/dt也有所減少。另外，雖然同一臂上有器件串聯(lián)，由于不出現(xiàn)任何兩個串聯(lián)器件同時導通或關斷，所以不存在器件動態(tài)均壓問題。加之每個主開關器件所承受的電壓僅為直流側(cè)電壓的一半，很適合高壓大

 

 

 

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(a)多重化結(jié)構圖

 

 

(b)電路圖

 

 

(c)功率單元電路圖

 

 

圖8單元串聯(lián)多電平變頻器

 

 

容量的應用場合。圖6(b)為變頻器系統(tǒng)框圖。順便指出，三電平變頻器的概念還可擴展到多電平，例如5電平，輸出電壓的臺階數(shù)更多，波形更好。在相同器件耐壓下，可輸出更高的交流電壓，但器件的數(shù)量和系統(tǒng)的復雜性也大大增加了。

2?3?3多單元逆變器串聯(lián)

變頻器主電路如圖8所示。這是一種多重化結(jié)構〔見圖8(a)〕，每相由功率單元串聯(lián)而成〔見圖8(b)〕，每個功率單元均為三相輸入、單相輸出的交直交電壓型低壓逆變器〔見圖8(c)〕。功率單元單相橋式逆變電路采用4種不同的開關模式可輸出0和±1三種電平。每個單元采用多電平移相PWM控制，即同一相每個單元的調(diào)制信號相同，而載波信號互差一個電角度且正反成對。圖9是3個功率單元串聯(lián)、一相電壓的形成波形，三角載波信號互差120°（4和5單元串聯(lián)則互差90°和72°）。這樣每個單元的輸出便是同樣形狀的PWM波，但彼此相差一個角度。圖10(a)是5單元串聯(lián)聯(lián)結(jié)后一相的輸出電壓波形，它有±5、±4、±3、±2、±1和0共11種電平，線電壓則有21種電平，見圖10(b)，可以看出，它已非常接近正弦波。

采用移相PWM控制，也使疊加后輸出電壓的等效開關頻率增加。例如，當每個單元的PWM載波頻率為600Hz時，5單元串聯(lián)后輸出電壓等效開關頻率便為6kHz。一方面，開關頻率的提高更有助于降低電流諧波，另一方面，由于單元內(nèi)PWM載波頻率較低，不僅可減少開關損耗，還可使逆變器死區(qū)時間引起的誤差所占比例減少。

至于每相串聯(lián)的單元數(shù)決定于輸出電壓等級，當每相用3、4、5個輸出電壓為480V的功率單元串聯(lián)，變頻器輸出額定電壓分別為2.3kV、3.3kV、4.16kV，如每相用5個690V或1275V的功率單元串聯(lián)，輸出額定電壓可達6kV和10kV，由于采用的是單元串聯(lián)，所以不存在器件直接串聯(lián)引起的均壓問題。

多單元串聯(lián)方案線路比較復雜，功率器件數(shù)量多，如用高壓（HV）IGBT，則可減少功率單元和器件的數(shù)量，例如用3.3kV的HV?IGBT，則4.16kV和6kV的變頻器只有2個和3個單元串聯(lián)。

3整流電路

常用的整流器幾乎都采用晶閘管相控整流電路或二極管整流電路，直流側(cè)則采用電容濾波，這樣就使得它們交流側(cè)的電流呈尖峰性而非正弦波，圖11為單相整流示例。大量使用由這些電路構成的裝置已成為電力系統(tǒng)中的主要諧波源，而且消耗大量的無功功率。為此，IEC、EN、IEEE均規(guī)定了諧波標準。參考應用較為普遍的IEEE519?1992，我國頒布了GB/T14549?93《電能質(zhì)量?公用電網(wǎng)諧波》國標。凡不符合上述標準的電力電子設備均不允許進、出口。

對相控整流電路，當電壓為正弦波、電流為非正弦波時，其功率因數(shù)λ為λ=cosφ1=νcosφ1

 

 

 

 

圖93個功率單元串聯(lián)PWM控制波形

 

 

圖105單元串聯(lián)逆變器輸出電壓、電流波形

 

 

(b)輸出線電壓與相電流波形

 

 

(a)輸出相電壓波形

 

 

圖11整流橋及其輸入波形

 

 

圖12移相30°二重聯(lián)結(jié)電路

 

 

圖1312脈波整流電路電流波形 [!--empirenews.page--]

 

 

式中：P為有功功率；S為視在功率；U為正弦電壓有效值；I為總電流有效值；I1和φ1分別為基波電流有效值及其與電壓的相角差。一般稱ν=I1/I為電流波形畸變因數(shù)，cosφ1為位移因數(shù)或基波功率因數(shù)，即這時功率因數(shù)是由電流波形畸變和基波位移兩個因素決定的。v也可表示為ν=，其中THDi=為總電流畸變率，反映電流的失真程度。

因為中、高壓變頻器都是大容量，更必須設法減少諧波對電網(wǎng)的影響，并提高功率因數(shù)。目前采用的整流電路有如下幾種形式。 3?1整流電路的一般多重化圖12是二重串聯(lián)聯(lián)結(jié)電路。整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形連接，構成相位互差30°、大小相等的兩組電壓，接到相互串聯(lián)的兩組整流橋。變壓器一次繞組和兩組二次繞組的匝比為1∶1∶。圖13為該電路輸入電流波形。其中圖13(c)是三角形接橋電流iab2〔波形見圖13(b)中虛線〕折算到變壓器一次側(cè)A相繞組中的電流，圖13（d)的總電流為圖13(a)的ia1和圖13(c)的之和（忽略了換相過程和直流側(cè)電流脈動）。對波形進行傅里葉分析，可以知

 

 

(b)輸入電流波形

 

 

(a)主電路圖（c）輸入電壓波形

 

 

 

 

道該電流中只含12k±1次諧波（k為正整數(shù)）。同樣，對多相整流電路，可以得出結(jié)論：以m個相位相差π/3m的變壓器二次繞組分別供電的m個三相橋式整流電路可以構成6m相整流電路，其網(wǎng)側(cè)電流僅含6m±1次諧波。例如m=2，3，4，便分別為12相，含12k±1、18相，含18k±1、24相，含24k±1次諧波，且各次諧波的有效值與其次數(shù)成反比。位移因數(shù)則均等于cosα，α為觸發(fā)延遲角。對二極管整流橋來說，cosφ1=cosα=1。

圖6中的輸入整流器就是二重聯(lián)接電路，也稱12脈波電路，可以求得其ν=0.9886，THDi=0.1522。

3?2整流電路的特殊多重化

見圖8(b)結(jié)構。這是一種輸入變壓器和電力電子部件一體化設計的電路拓撲。它利用特制的多繞組輸入變壓器和功率單元串聯(lián)的巧妙結(jié)合，由變壓器二次繞組的曲折聯(lián)結(jié)，將輸入電壓相位互相錯開。對電網(wǎng)而言形成多相負載，既能解決輸出高電壓問題，又能解決電網(wǎng)側(cè)和負載側(cè)的諧波問題。例如，對5個單元串聯(lián)聯(lián)結(jié)，變壓器需有15個二次繞組，分為5個不同的相位組，它們互差12°電角度，最終形成30脈波的二極管整流電路。理論上29次以下的諧波都可以消除，THDi<1％，可獲得如圖14所示的輸入電壓電流波形。

變壓器采用延邊三角形（曲折聯(lián)結(jié)），再配以抽頭所分割段的匝比，可以實現(xiàn)任意角度的相移。例如，3個和4個單元串聯(lián)時，二次繞組相位要互差±20°、0°和±30、±15°，分別相當于18脈波和24脈波整流，6個單元串聯(lián)則相差±25°、±15°、±5°，相當36脈波，加上由于采用二極管整流的電壓型結(jié)構，電動機所需的無功功率可由濾波電容提供，所以功率因數(shù)較高，基本上可保持在0.95以上。

這種多重化方案要用特制變壓器，制作較復雜，器件數(shù)量多，導通損耗大。

3?3PWM整流電路

PWM整流器不是用晶閘管，而是用全控型器件構成，采用與逆變電路同樣的SPWM技術。圖15(a)和圖15(b)即為單相和三相電壓型PWM整流電路，通過對它的適當控制，可以使輸入電流近似為正弦波，且電流和電壓同相位，功率因數(shù)近似為1。圖中交流側(cè)電感L用以濾波和傳遞能量，直流側(cè)電容Cdc起著濾除直流電壓上開關紋波和平衡直流輸入和輸出能量的作用。

圖16(a)、(b)、(c)分別為PWM整流器交流側(cè)單相等效電路和整流、逆變狀態(tài)下的相量圖（忽略了交

 

 

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圖14整流電路多重化輸入電壓電流波形

 

 

(c)逆變相量圖

 

 

(a)等效電路圖

 

 

(b)整流相量圖

 

 

(b)三相電路

 

 

(a)單相電路

 

 

圖15PWM整流器主電路

 

 

圖16PWM整流器交流側(cè)等效電路和相量圖

 

 

 

 

流側(cè)電路電阻），圖中分別為電網(wǎng)電勢、橋式電路交流側(cè)PWM電壓的基波分量、電感上的壓降和PWM整流器從電網(wǎng)吸收的電流，ω為電源角頻率。從相量圖可以看出，只要控制和電網(wǎng)電壓同頻，且調(diào)節(jié)它的幅值和相位，滿足圖中所示的相量關系，PWM整流器就能實現(xiàn)單位功率因數(shù)的整流或逆變，從而可實現(xiàn)能量的雙向流動。
PWM整流器也可采用三電平電路，如圖17(a)所示。同三電平PWM逆變電路一樣，相電壓有三種電平，線電壓有五種電平。在相同的開關頻率下，其輸入電流諧波比二電平電路要小得多。它不僅可做到單位功率因數(shù)，而且根據(jù)設計的功率定額富裕量，還可對連接在同一線路上的其它負載的無功功率進行補償。它同時可以進行有功功率和無功功率的雙向傳輸，實現(xiàn)電動和能量反饋的四象限傳動，如圖17(b)所示。

此外，有的還可在交流輸入加諧波濾波器/功率因數(shù)補償控制器?？傊?，通過各種措施，均可使交流側(cè)THDi<5％，λ>0.95。

上述介紹的三種整流器和逆變器中，除特制變壓器多重化外，其它整流電路和逆變電路可有不同的組合，即使同種組合也可有不同的接線方案。例如圖6也可構成圖18電路，適用于3.3kV，1250/1875/2500kVA場合。

4控制方式根據(jù)運動方程式T－TL=（TL為負載轉(zhuǎn)矩，GD2為運動系統(tǒng)的轉(zhuǎn)動慣量）可知，控制電動機電磁轉(zhuǎn)矩T便能控制轉(zhuǎn)速的變化dn/dt；而電動機的轉(zhuǎn)矩與磁通成正比。因此，控制轉(zhuǎn)矩的關鍵是要對磁通進行控制，磁通控制的效果直接影響調(diào)速系統(tǒng)的控制性能。

中、高壓變頻調(diào)速和低壓變頻調(diào)速一樣，有如下幾種控制方式。

4?1V/f協(xié)調(diào)控制

交流電動機的感應電勢E=4.44Nf?（N為繞組有效匝數(shù)）。忽略定子繞組的阻抗，定子電壓U≈E=4.44Nf?。當改變頻率f調(diào)速時，如電壓U不變，則會影響磁通?。例如，當電機供電頻率降低時，若保持電機的端電壓不變，那末電機中的?將增大。由于電機設計時的磁通選為接近飽和值，?的增大將導致電機鐵心飽和。鐵心飽和后將造成電機中流過很大的勵磁電流，增加銅耗和鐵耗。而當供電頻率增加，電機將出現(xiàn)欠勵磁。因為T=Cm?I2′cosφ2（Cm為電機結(jié)構決定的轉(zhuǎn)矩系數(shù)，I2′為轉(zhuǎn)子電流折算值，cosφ2為轉(zhuǎn)子功率因數(shù)），磁通的減小將會引起電機輸出轉(zhuǎn)矩的下降。因此，在改變電機的頻率時，應對電機的電壓或電勢同時進行控制，即變壓變頻（VVVF）。

V/f協(xié)調(diào)控制可近似保持穩(wěn)態(tài)磁通恒定，方法簡單，可進行電機的開環(huán)速度控制。主要問題是低速性能較差。因為低速時，異步電動機定子電阻壓降所

 

 

圖18三電平變頻器

 

 

(a)主電路圖

 

 

(b)四象限傳動示意圖

 

 

圖17三電平PWM整流器

 

 

 

 

 

()

 

 

占比重增加，已不能忽略，不能認為U≈E，這時V/f協(xié)調(diào)控制已不能保持?恒定。

由于V/f協(xié)調(diào)控制是依據(jù)穩(wěn)態(tài)關系得出，因而動態(tài)性能較差。如欲改善V/f協(xié)調(diào)控制的性能，需對磁通進行閉環(huán)控制。

4?2矢量控制

眾所周知，直流電動機具有優(yōu)良的調(diào)速和起動性能，是因為T=Cm?Ia，勵磁繞組和電樞繞組各自獨立，空間位置互差90°，因而?和電樞電流Ia產(chǎn)生的磁通正交，如忽略電樞反應，它們互不影響；兩繞組又分別由不同電源供電，在?恒定時，只要控制電樞電流或電樞電壓便可以控制轉(zhuǎn)矩。而異步電動機只有定子繞組與電源相接，定子電流中包含勵磁電流分量和轉(zhuǎn)子電流分量，兩者混在一起（稱為耦合），電磁轉(zhuǎn)矩并不與定子電流成比例。矢量控制的思路就是仿照直流電動機的控制原理，將交流電機的動態(tài)數(shù)學方程式進行坐標變換，包括三相至二相的變換（3/2）和靜止坐標與旋轉(zhuǎn)坐標的變換，從而將定子電流分解成勵磁分量和轉(zhuǎn)矩分量（解耦），它們可以根據(jù)可測定的電動機定子電壓、電流的實際值經(jīng)計算求得，然后分別和設定值一起構成閉環(huán)控制，經(jīng)過調(diào)節(jié)器的作用，再經(jīng)過坐標反變換，變成定子電壓的設定值，實現(xiàn)對逆變器的PWM控制。

矢量控制可以獲得和直流電動機相媲美的優(yōu)異控制性能。

4?3直接轉(zhuǎn)矩控制

直接轉(zhuǎn)矩控制也是分別控制異步電動機的轉(zhuǎn)矩和磁鏈，只是它選擇定子磁鏈作為被控制的對象，而不像矢量控制系統(tǒng)那樣選擇了轉(zhuǎn)子磁鏈，因此可以直接在定子坐標上計算與控制交流電動機的轉(zhuǎn)矩。即通過實時檢測磁通幅值和轉(zhuǎn)矩值，分別與給定值比較，由磁通和轉(zhuǎn)矩調(diào)節(jié)器直接輸出，共同形成PWM逆變器的空間電壓矢量，實現(xiàn)對磁鏈和轉(zhuǎn)矩的直接閉環(huán)控制。它不需要分開的電壓控制和頻率控制，也不追求單相電壓的正弦，而是把逆變器和電機視為整體，以三相波形總體生成為前提，使磁通、轉(zhuǎn)矩跟蹤給定值，磁鏈逼近圓形旋轉(zhuǎn)磁場。

直接轉(zhuǎn)矩控制不需要坐標變換，也不受轉(zhuǎn)子參數(shù)變化的影響，控制器結(jié)構簡單，而仍具有良好的靜、動態(tài)性能。

4?4無速度傳感器矢量控制

高性能的調(diào)速系統(tǒng)均采用轉(zhuǎn)速閉環(huán)。但是速度傳感器的安裝、維護及低速性能等方面的問題給系統(tǒng)帶來麻煩，甚至影響系統(tǒng)的可靠性。因而無速度傳感器的控制越來越受到關注和歡迎。問題是從易測得的定子電壓、定子電流中如何計算出與速度有關的量。目前常用的方法有：利用電機的基本方程式（穩(wěn)態(tài)或動態(tài)）導出速度的方程式進行計算；根據(jù)模型參考自適應的理論，選擇合適的參考模型和可調(diào)整模型，利用自適應算法辯識出速度；利用電機的次諧波電勢計算速度，或計算轉(zhuǎn)差頻率進行補償?shù)取?上述四種控制方式中，V/f協(xié)調(diào)控制是轉(zhuǎn)速開環(huán)控制，控制電路簡單，是使用較多的一種控制方式，常用于速度精度要求不十分嚴格或負載變動較小的場合。后三種則用于高性能的通用變頻器。通常有三種系統(tǒng)形式，即：有速度傳感器的矢量控制、無速度傳感器的矢量控制和無速度傳感器的直接轉(zhuǎn)矩控制。其中第一種控制精度高且動態(tài)性能好，但變頻器系統(tǒng)復雜，價格較貴；后二種則控制精度和性能稍遜，但變頻器系統(tǒng)較簡單，價格較便宜。

除此之外，還有一些簡化或改進的控制方式，如：有矢量演算的V/f控制、直接矢量控制（其磁通由測算而不是估算得出）等。

5結(jié)語

高壓大功率變頻器及其相關衍生產(chǎn)品是電力電子行業(yè)中尚未最后成功地解決的一個難題，也是近年來全世界范圍內(nèi)該行業(yè)競相關注的熱點，它不僅涉及大功率交流電動機的各類負載的調(diào)速和節(jié)能，而且也與其它一些關系國計民生的重點行業(yè)的技術發(fā)展與進步息息相關。