有源箝位技術(shù)的PC電源設(shè)計(jì)

摘要：自從有源箝位專利技術(shù)到期之后，鑒于此技尤的獨(dú)特優(yōu)勢，三家西方公司都推出了將其用于大功率PC及服務(wù)器的設(shè)計(jì)方案。其中ONSEMI的設(shè)計(jì)通過了80plus認(rèn)證。文中以NCP1282為版本，詳細(xì)論述了有源箝位PC電源設(shè)計(jì)的控制IC和功率器件選型注意事項(xiàng)以及設(shè)計(jì)時(shí)的參數(shù)調(diào)整，供設(shè)計(jì)人員參考。
關(guān)鍵詞：有源箝位；同步整流；電源；NMOS

    對于控制IC的選擇，其高壓輸入的變換器推薦為NCP1282，低成本的可以選擇UC3843+UC3714，當(dāng)然也可選擇UCC2893(UCC2894)或其它。
    選定控制IC之后必須熟悉其外圍電路元件及其基本方框電路的特性，以下是一些器件的選擇及設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)，供參考。

1 功率器件的選擇
1．1 主功率MOSFET
    一般選擇VDS=(1．8～2)VINmax，這里選擇800V。
    通過計(jì)算，選MOS QMAIN，8～10A足夠，為留一定余量，可以選11～14A，選擇過大的MOS并非是最上策。在高輸入電壓時(shí)，導(dǎo)通損耗不是太大，過大的MOS驅(qū)動損耗會加大，開關(guān)速度明顯變慢，會給200kHz時(shí)的ZVS帶來困難。
    選擇MOS時(shí)不僅根據(jù)電壓電流，還要在數(shù)據(jù)表中找出其Qg，RSDOX，ton，toff及Coss，并記錄下來。
1．2 箝位MOS
    由于變壓器中磁能總量畢竟是有限的，所以箝位MOS QAUX耐壓仍選800V，電流只選擇QMAIN的1／3即可，但選擇Qg AUX小的MOS以便減小驅(qū)動損耗，選擇好以后，記下其ton，toff及Coss，RDS(on)。
1．3 同步整流MOS QF及QR的選取
    由于PC工作在PFC的400V相對穩(wěn)定的輸入電壓之后，占空比變化很小，基本控制在45～48％，所以QF及QR的電壓、電流選取很相象，可統(tǒng)一考慮。
    首先選擇耐壓，對于12V輸出時(shí)在45％的占空比之下，選擇60V MOSFET比較合適。它承受最高2．2倍的輸出電壓，加上開關(guān)時(shí)的尖峰電壓，并取20％的安全系數(shù)，當(dāng)然也可以選50V的MOSFET。若VIN變化大，則按最壞情況考慮。
    對于MOS電流的選取，則主要按照導(dǎo)通電阻RSDON來考慮，以得到最高的整流效率，所以其IDS為輸出電流的四倍以上，必要時(shí)采用幾個(gè)MOSFET并聯(lián)，以解決RSDON的問題。若按公式計(jì)算則要計(jì)入電感中的紋波電流。
    對于占空比較大的情況，兩個(gè)MOS QF及QR則要獨(dú)立計(jì)算，分別選取。
1．4 輸出濾波電感的計(jì)算和設(shè)計(jì)
    輸出濾波電感在PC電源中，經(jīng)常是將12V與5V兩組合在一起繞制，為了提高兩輸出電壓的交叉調(diào)整率，還要提高它的耦合度。對輸出濾波電感因其直流成份為主，不用考慮導(dǎo)線的超膚效應(yīng)，也不要考慮用過大的感量，以選擇好磁芯后將兩組電感都繞下為上策。一般?。?br />    
    電感磁芯的選取一般考濾MPP磁芯，它的飽和磁密B值高，工作頻率高，損耗較小，因?yàn)槲覀兪窃?00kHz下的ZVS工作方式。電感中的紋波電流為：
   
    因此，考慮磁芯的飽合度時(shí)，按(Iout+2△ILO)大小的電流處理。[!--empirenews.page--]
1．5 輸出濾波電容的計(jì)算和設(shè)計(jì)
    輸出濾波電容要考慮工作頻率，紋波大小，電容的ESR及ESL，由于有源箝位工作在200kHz之下，又考慮到成本，所以必須選擇優(yōu)質(zhì)的低ESL及ESR鋁電解電容，減小每個(gè)電容的容量，增加并聯(lián)電容的數(shù)量，由于工作頻率的提升已經(jīng)比67．5kHz的方案少用一半容量的電容，因此上策是數(shù)量不變，減小單個(gè)容量，大約減一半左右。
   
    這是最小的限定值，實(shí)際應(yīng)該參照ESR、ESL大約加出50～80％，應(yīng)對負(fù)載的變化，限制瞬態(tài)電壓不超過3％，則有：
   
    為了減小噪聲，在電解電容的最終點(diǎn)要加入一支瓷片電容消除噪聲，容量為10μF左右。
1．6 功率變壓器的設(shè)計(jì)
    功率變壓器的設(shè)計(jì)計(jì)算與硬開關(guān)狀態(tài)的計(jì)算方法完全一致，再測出Lm，Lr。接入電路后，先串入外部電感Lr，調(diào)好功率MOS的ZVS狀態(tài)后，取下外串電感Lr，加入氣隙達(dá)到與試驗(yàn)相同的主功率MOS的ZVS狀態(tài)，記錄此時(shí)變壓器的Lm及Lr，以上即為設(shè)計(jì)結(jié)果。變壓器的導(dǎo)線切記f=200kHz，而不能選擇d超過0．27mm的導(dǎo)線。大電流時(shí)宜選擇銅箔，銅箔應(yīng)縱向切開縫隙減少渦流損耗。在磁芯磁密選擇時(shí)考慮到200kHz頻率，B值不宜超過2200高斯。

2 箝位電容MOS及相關(guān)元件的設(shè)計(jì)
    變壓器驅(qū)動法，IC驅(qū)動法可參考L6384的驅(qū)動設(shè)計(jì)。
    對于箝位電路，核心是令變壓器磁芯完全復(fù)位，使其工作在第I和第Ⅲ象限，這里主要按伏秒積考慮。
   
    箝位電容較大時(shí)，主功率MOS耐壓可以降低，箝位電容較小時(shí)，變壓器復(fù)位時(shí)間較長，按工作頻率及主功率MOS的波形，做最后調(diào)試決定。

3 功耗計(jì)算及效率預(yù)估
3．1 主功率及箝位MOSFET的功耗
    選定主功率MOS之后，查出其RSDON，工作在ZVS狀態(tài)，主要功耗為導(dǎo)通損耗。
   
    但是其Coss充放電造成的諧振損耗是拿不掉的，應(yīng)該計(jì)算。其計(jì)算式為：
   
    式中，VCL為箝位電容上的電壓最高值。驅(qū)動損耗的發(fā)熱在驅(qū)動器部分不在MOS上。實(shí)際上因?yàn)檫_(dá)不到絕對的零開關(guān)損耗，實(shí)際損耗比上述計(jì)算值要大出10％左右。
    箝位MOS的功耗更難于計(jì)算，可按主功率MOS功耗的30％來估算。[!--empirenews.page--]
3．2 同步整流MOS QF的功耗
   在最壞條件下，QF功耗主要為導(dǎo)通損耗，其次為開關(guān)損耗。
   
   
    開關(guān)損耗為開啟損耗及體二極管反向恢復(fù)損耗，兩項(xiàng)加在一起可按導(dǎo)通損耗的50％估算。
   
3．3 回流MOS QR的功耗
    在最壞情況下，QR的功耗主要為導(dǎo)通損耗及體二極管反向恢復(fù)損耗。
   
3．4 其它損耗
    (1)功率變壓器的損耗
    功率變壓器損耗的計(jì)算很繁鎖，為簡化設(shè)計(jì)按總功率的1．5～1．8％估算，其損耗來源為銅損及鐵損，銅損由導(dǎo)線電阻造成，若是銅箔還有渦流損耗。鐵損即磁芯損耗，主要為磁滯損耗及渦流損耗。
    (2)輸出濾波電感的損耗
    輸出濾波電感的損耗與變壓器類似，主要是銅損及鐵損，按總功率的0．5～0．8％考慮估算。
    (3)輸出濾波電容的損耗
    輸出濾波電容的損耗主要為在開關(guān)頻率下的ESR、ESL以及電解電容的漏電造成，此部分開始估算時(shí)可以忽略。
    (4)控制電路的功耗
    控制電路的功耗包括初級的控制IC靜態(tài)功耗，對主功率MOS，箝位MOS的驅(qū)動功耗，對同步整流MOS的驅(qū)動功耗，反饋放大器及光耦部分的功耗，可按0．5％的總功耗估計(jì)。

4 其它設(shè)計(jì)
4．1 PFC設(shè)計(jì)
    PFC按CCM方式設(shè)計(jì)，建議選擇ICE1PCS01或NCP1653。工作頻率建議選為PWM的一半，若能令兩者同步更為可取。主要求出升壓電感L，升壓二極管D，主功率MOSFET-Q的選擇及功耗計(jì)算，Bulk電容的計(jì)算和選擇。
    對于PCB設(shè)計(jì)，由于有源箝位方式的工作頻率比雙晶正激電路高一倍多，所以它的PCB-Layout要給予更多的關(guān)注?？砂凑誔FC、PWM控制IC的應(yīng)用注意認(rèn)真處理。
4．2 輸出設(shè)計(jì)
    對于5V及3．3V的輸出設(shè)計(jì)，建議選擇Post Regulator方案，當(dāng)然按成本考慮也可以采用磁放大器：在反饋系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)，建議選擇開環(huán)增益更高的運(yùn)算放大器LM358。