DSP的大功率開關電源的設計方案

以TMs320LF2407A為控制核心，介紹了一種基于DSP的大功率開關電源的設計方案。該電源采用半橋式逆變電路拓撲結構，應用脈寬調(diào)制和軟件PID調(diào)節(jié)技術實現(xiàn)了電壓的穩(wěn)定輸出。最后，給出了試驗結果。試驗表明，該電源具有良好的性能，完全滿足技術規(guī)定要求。

　　引 言:

　　信息時代離不開電子設備，隨著電子技術的高速發(fā)展，電子設備的種類與日俱增，與人們的工作、生活的關系也日益密切。任何電子設備又都離不開可靠的供電電源，它們對電源供電質(zhì)量的要求也越來越高。

　　目前，開關電源以具有小型、輕量和高效的特點而被廣泛應用于電子設備中，是當今電子信息產(chǎn)業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源。與之相應，在微電子技術發(fā)展的帶動下，DSP芯片的發(fā)展日新月異，因此基于DSP芯片的開關電源擁有著廣闊的前景，也是開關電源今后的發(fā)展趨勢。

　　1 .電源的總體方案
 

　　本文所設計的開關電源的基本組成原理框圖如圖1所示，主要由功率主電路、DSP控制回路以及其它輔助電路組成。

　　開關電源的主要優(yōu)點在“高頻”上。通常濾波電感、電容和變壓器在電源裝置的體積和重量中占很大比例。從“電路”和“電機學”的有關知識可知，提高開關頻率可以減小濾波器的參數(shù)，并使變壓器小型化，從而有效地降低電源裝置的體積和重量。以帶有鐵芯的變壓器為例，分析如下：

　　                                                                                                                    圖1 系統(tǒng)組成框圖

　　設鐵芯中的磁通按正弦規(guī)律變化，即φ= φMsinωt，則：

　　式中，EM= ωWφ M=2πfWφM，在正弦情況下，EM=√2E，φM=BMS，故：

　　式中，f為鐵芯電路的電源頻率;W 為鐵芯電路線圈匝數(shù);BM為鐵芯的磁感應強度;S為鐵芯線圈截面積。

　　從公式可以看出電源頻率越高，鐵芯截面積可以設計得越小，如果能把頻率從50 Hz提高到50 kHz，即提高了一千倍，則變壓器所需截面積可以縮小一千倍，這樣可以大大減小電源的體積。

　　綜合電源的體積、開關損耗以及系統(tǒng)抗干擾能力等多方面因素的考慮，本開關電源的開關頻率設定為30 kHZ。

　　2 系統(tǒng)的硬件設計

　　2.1 功率主電路

　　本電源功率主回路采用“AC-DC-AC—DC”變換的結構，主要由輸入電網(wǎng)EMI濾波器、輸人整流濾波電路、高頻逆變電路、高頻變壓器、輸出整流濾波電路等幾部分組成，如圖2所示。

　　圖2 功率主電路原理圖[!--empirenews.page--]其基本工作原理是：交流輸入電壓經(jīng)EMI濾波、整流濾波后得到直流電壓，通過高頻逆變器將直流電壓變換成高頻交流電壓，再經(jīng)高頻變壓器隔離變換，輸出所需的高頻交流電壓，最后經(jīng)過輸出整流濾波電路，將高頻變壓器輸出的高頻交流電壓整流濾波后得到所需要的高質(zhì)量、高品質(zhì)的直流電壓。如圖3所示為交流輸入電壓到最后輸出所需直流電壓的各環(huán)節(jié)電壓波形變換流程。

　　圖3 功軍主回路的電壓波形變化

　　本開關電源采用半橋式功率逆變電路。如圖2所示，輸入市電經(jīng)EMI濾波器濾波，大大減少了交流電源輸入的電磁干擾，并同時防止開關電源產(chǎn)生的諧波串擾到輸入電源端。再經(jīng)過橋式整流電路、濾波電路變成直流電壓加在P、N兩點問。P、N之間接人一個小容量、高耐壓的無感電容，起到高頻濾波的作用。半橋式功率變換電路與全橋式功率變換電路類似，只是其中兩個功率開關器件改由兩個容量相等的電容CA1和CA2代替。在實際應用中為了提高電容的容量以及耐壓程度，CA1和CA2往往采用的是由多個等值電容并聯(lián)組成的電容組。C A1、CA2 的容量選值應在電源體積和重量允許的條件下盡可能的大，以減小輸出電壓的紋波系數(shù)和低頻振蕩。CA1 和CA2 在這里同時起到了靜態(tài)時分壓的作用，使Ua =Uin/2。

　　在本電源的設計中，采用IGBT來作為功率開關器件。它既具有MOSFET的通斷速度快、輸入阻抗高、驅動電路簡單及驅動功率小等優(yōu)點，又具有GTR的容量大和阻斷電壓高的優(yōu)點。

　　在IGBT的集射極間并接RC吸收網(wǎng)絡，降低開關應力，減小IGBT關斷產(chǎn)生的尖峰電壓;并聯(lián)二極管DQ實現(xiàn)續(xù)流的作用。二次整流采用全波整流電路，通過后續(xù)的LC濾波電路，消除高頻紋波，減小輸出直流電壓的低頻振蕩。LC濾波電路中的電容由多個高耐壓、大容量的電容并聯(lián)組成，以提高電源的可靠性，使輸出直流電壓更加平穩(wěn)。

　　2.2 控制電路

　　控制電路部分實際上是一個實時檢測和控制系統(tǒng)，包括對開關電源輸出端電壓、電流和IGBT溫度的檢測，對收集信息的分析和運算處理，對電源工作參數(shù)的設置和顯示等。其控制過程主要是通過采集開關電源的相關參數(shù)，送入DSP芯片進行預定的分析和計算，得出相應的控制數(shù)據(jù)，通過改變輸出PWM波的占空比，送到逆變橋開關器件的控制端，從而控制輸出電壓和電流。

　　控制電路主要包括DSP控制器最小系統(tǒng)、驅動電路、輔助電源電路、采樣電路和保護電路。

　　(1)DSP控制器最小系統(tǒng)

　　DSP控制器是其中控制電路的核心采用TMS32OLF2407A DSP芯片，它是美國TEXAS INSTU—MENTS(TI)公司的最新成員。TMS30LF2407A基于C2xLP內(nèi)核，和以前C2xx系列成員相比，該芯片具有處理性能更好(30MIPS)、外設集成度更高、程序存儲器更大、A/D轉換速度更快等特點，是電機數(shù)字化控制的升級產(chǎn)品，特別適用于電機以及逆變器的控制。DSP控制器最小系統(tǒng)包括時鐘電路、復位電路以及鍵盤顯示電路。時鐘電路通過15 MHz的外接晶振提供;復位電路直接通過開關按鍵復位;由4×4的矩陣式鍵盤和SPRT12864M LCD構成了電源系統(tǒng)的人機交換界面。

　　(2)驅動放大電路

　　IGBT的驅動電路采用脈沖變壓器和TC4422組成，其電路原理圖如圖4所示：

　　圖4 IGBT驅動電路原理圖[!--empirenews.page--]由于TMS320LF2407A的驅動功率較小，不能勝任驅動開關管穩(wěn)定工作的要求，因此需要加上驅動放大電路，以增大驅動電流功率，提高電源系統(tǒng)的可靠性。如圖4所示，采用兩片TCA422組成驅動放大電路。

　　TC4421/4422是Microchip公司生產(chǎn)的9A高速MOsFET/IGBT驅動器，其中TC4421是反向輸出，TC4422是同向輸出，輸出級均為圖騰柱結構。

　　TC4421/4422具有以下特點：

　　①輸出峰值電流大：9 A;

　?、?電源范圍寬：4.5 V～18 V;

　　③連續(xù)輸出電流大：最大2 A;

　?、芸焖俚纳仙龝r間和下降時間：30 ns(負載4700pF)，180 ns(負載47000 pF);

　?、輦鬏斞舆t時間短：30 ns(典型);

　?、薰╇婋娏餍。哼壿?ldquo;1”輸入～200μA(典型)，邏輯“0”輸入～55 μA(典型);

　?、咻敵鲎杩沟停?.4 Ω(典型);

　　⑧閉鎖保護：可承受1.5 A的輸出反向電流;

　?、彷斎攵丝沙惺芨哌_5 V的反向電壓;

　?、饽軌蛴蒚TL或CMOS電平(3 V～18 V)直接驅動，并且輸人端采用有300 mV滯回的施密特觸發(fā)電路。

　　當TMS320LF2407A輸出的PWM1為高電平，PWM2為低電平時，經(jīng)過TCA422驅動放大后輸出，在脈沖變壓器一次側所流過的電流從PWMA流向PWMB，如圖4中箭頭所示，電壓方向為上正下負。

　　根據(jù)變壓器的同名端和接線方式，則開關管Q1的柵極電壓為正，Q2的柵極電壓為負。因此，此時是驅動QM1導通。反之若是PWM1為高電平，PWM2為低電平時，則是驅動Q2導通。四只二極管DQ1 ～DQ2的作用是消除反電動勢對TCA422的影響。

　　(3)輔助電源電路

　　本開關電源電路設計過程中所需要的幾路工作電源如下：

　?、?TMS320LF2407 DSP所需電源：I/O 電源(3.3 V)，PLL(PHSAELOCKED LOOP)電源(3.3 V)，F(xiàn)IASH編程電壓(5 V)，模擬電路電源電壓(3.3 V);②TCA422芯片所需電源：電源端電壓范圍4.5～18 V(選擇15 V);③采樣電路中所用運算放大器的工作電源為15 V。

　　因此，整個控制電路需要提供15 V、5 V和3.3 V三種制式的電壓。設計中選用深圳安時捷公司的HAw 5-220524 AC/DC模塊將220 V、50 Hz的交流電轉換成24 V直流電，然后采用三端穩(wěn)壓器7815和7805獲得15 V和5 V的電壓。TMS320LF2407A所需的3.3 V由5 V通過TPS7333QD電壓芯片得到。

　　4)采樣電路

　　電壓采樣電路由三端穩(wěn)壓器TL431和光電耦合器PC817之問的配合來構成。電路設計如圖5所示，TL431與PC817一次側的LED串聯(lián)，TL431陰極流過的電流就是LED的電流。輸出電壓Ud經(jīng)分壓網(wǎng)絡后到參考電壓UR與TL431中的2.5 V基準電壓Uref進行比較，在陰極上形成誤差電壓，使LED的工作電流 If發(fā)生變化，再通過光耦將變化的電流信號轉換為電壓信號送人LF2407A的ADCIN00引腳。

　　圖5 電壓采樣電路原理圖[!--empirenews.page--]由于TMS320LF2407A的工作電壓為3.3 V，因此輸入DSP的模擬信號也不能超過3.3 V。為防止輸入信號電壓過高造成A/D輸入通道的硬件損壞，我們對每一路A/D通道設計了保護電路，如圖5所示，Cu2，CU3 起濾波作用，可以將系統(tǒng)不需要的高頻和低頻噪聲濾除掉，提高系統(tǒng)信號處理的精度和穩(wěn)定性。

　　另外，采用穩(wěn)壓管限制輸入電壓幅值，同時輸入電壓通過二極管與3.3 V電源相連，以吸收瞬間的電壓尖峰。

　　當電壓超過3.3 V時，二極管導通，電壓尖峰的能量被與電源并聯(lián)的眾多濾波電容和去耦電容吸收。并聯(lián)電阻Ru4的目的是給TL431提供偏置電流，保證TL431至少有1 mA的電流流過。Cu1 和RU3作為反饋網(wǎng)絡的補償元件，用以優(yōu)化系統(tǒng)的頻率特性。

　　電流采樣的原理與電壓采樣類似，只是在電路中要通過電流傳感器將電流信號轉換為電壓信號，然后再進行采集。

　　(5)保護電路

　　為保證系統(tǒng)中功率轉換電路及逆變電路能安全可靠工作，TMs320LF2407A提供了

輸入信號，利用它可以方便的實現(xiàn)逆變系統(tǒng)的各種保護功能，具體實現(xiàn)框圖如圖6所示：

　　圖6 保護電路結構框圖

　　各種故障信號經(jīng)或門CD4075B綜合后，經(jīng)光電隔離、反相及電平轉換后輸入到

引腳，有任何故障時，CD4075B輸出高電平，

引腳相應被拉為低電平，此時DSP所有PWM輸出管腳全部呈現(xiàn)高阻狀態(tài)，即封鎖PWM輸出。整個過程不需要程序干預，由硬件實現(xiàn)。這對實現(xiàn)各種故障信號的快速處理非常有用。在故障發(fā)生后，只有在人為干預消除故障，重啟系統(tǒng)后才能繼續(xù)工作。

　　3 系統(tǒng)的軟件實現(xiàn)

　　為了構建DSP控制器軟件框架，使程序易于編寫、查錯、測試、維護、修改、更新和擴充，在軟件設計中采用了模塊化設計，將整個軟件劃分為初始化模塊、ADC信號采集模塊、PID運算處理模塊、PWM波生成模塊、液晶顯示模塊以及按鍵掃描模塊。各模塊問的流程如圖7所示。

　　圖7 軟件模塊流程圖

　　3.1 初始化模塊

　　系統(tǒng)初始化子程序是系統(tǒng)上電后首先執(zhí)行的一段代碼，其功能是保證主程序能夠按照預定的方式正確執(zhí)行。系統(tǒng)的初始化包括所有DSP的基本輸入輸出單元的初始設置、LCD初始化和外擴單元的檢測等。

　　3.2 ADC采樣模塊

　　TMS320LF2407A芯片內(nèi)部集成了10位精度的帶內(nèi)置采樣/保持的模數(shù)轉換模塊(ADC)。根據(jù)系統(tǒng)的技術要求，10位ADC的精度可以滿足電壓的分辨率、電流的分辨率的控制要求，因此本設計直接利用DSP芯片內(nèi)部集成的ADC就可滿足控制精度。另外，該10位ADC是高速ADC，最小轉換時間可達到500 ns，也滿足控制對采樣周期要求。

　　ADC采樣模塊首先對ADC進行初始化，確定ADC通道的級聯(lián)方式，采樣時間窗口預定標，轉換時鐘預定標等。然后啟動ADC采樣，定義三個數(shù)組依次存放電壓、電流和溫度的采樣結果，對每一個信號采樣8次，經(jīng)過移位還原后存儲到相應的數(shù)組中，共得到3組數(shù)據(jù)。如果預定的ADC中斷發(fā)生，則轉人中斷服務程序，對采樣的數(shù)據(jù)進行分析、處理和傳輸。以電壓采樣為例，其具體的流程圖如圖8所示。

　　圖8 電壓采樣程序流程圖

　　3.3 PID運算模塊

　　 [!--empirenews.page--]本系統(tǒng)借助DSP強大的運算功能，通過編程實現(xiàn)了軟件PID調(diào)節(jié)。由于本系統(tǒng)軟件中采用的是增量式PID算法，因此需要得到控制量的增量△un ，式(3)為增量式PID算法的離散化形式：

　　開關電源在進入穩(wěn)態(tài)后，偏差是很小的。如果偏差e在一個很小的范圍內(nèi)波動，控制器對這樣微小的偏差計算后，將會輸出一個微小的控制量，使輸出的控制值在一個很小的范圍內(nèi)，不斷改變自己的方向，頻繁動作，發(fā)生振蕩，這既影響輸出控制器，也對負載不利。

　　為了避免控制動作過于頻繁，消除由于頻繁動作所引起的系統(tǒng)振蕩，在PID算法的設計中設定了一個輸出允許帶eo。當采集到的偏差|en|≤eo時，不改變控制量，使充電過程能夠穩(wěn)定地進行;只有當|en| >eo 時才對輸出控制量進行調(diào)節(jié)。PID控制模塊的程序流程如圖9所示：

　　圖9 PID運算程序流程圖

　　3.4 PWM 生成模塊

　　TMS320LF2407A內(nèi)部包括兩個事件管理器模塊EVA和EVB，每個事件管理器模塊包括通用定時器GP、比較單元、捕獲單元以及正交編碼脈沖電路。通過TMS320LF2407A事件管理模塊中的比較單元可以產(chǎn)生帶死區(qū)的PWM波，與PWM 波產(chǎn)生相關的寄存器有：比較寄存器CMPRx、定時器周期寄存器Tx—PR、定時器控制寄存器TxCON、定時器增/減計數(shù)器TxCNT、比較控制寄存器COMCONA/B、死區(qū)控制寄存器DBTCONA/B。

　　PWM波的生成需對TMS320LF2407A的事件管理模塊中的寄存器進行配置。由于選用的是PWM1/2，因此配置事件管理寄存器組A，根據(jù)需要生成帶死區(qū)PWM波的設置步驟為：

　　(1)設置并裝載比較方式寄存器ACTRA，即設置PWM波的輸出方式;

　　(2)設置T1CON寄存器，設定定時器1工作模式，使能比較操作;

　　(3)設置并裝載定時器1周期寄存器T1PR，即規(guī)定PWM 波形的周期;

　　(4)定義CMPR1寄存器，它決定了輸出PWM 波的占空比，CMPR1中的值是通過計算采樣值而得到的;

　　(5)設置比較控制寄存器COMCONA，使能PD—PINTA 中斷;

　　(6)設置并裝載死區(qū)寄存器DBTCONA，即設置死區(qū)時間。

　　圖10所示為帶死區(qū)PWM波的生成原理

　　3.5 鍵盤掃描及LCD顯示模塊[!--empirenews.page--]按鍵掃描執(zhí)行模塊的作用是判斷用戶的輸入，對不同的輸入做出相應的響應。本開關電源設計采用16個壓電式按鍵組成的矩陣式鍵盤構成系統(tǒng)的輸入界面。16個按鍵的矩陣式鍵盤需要DSP的8個I/O口，這里選用IOPA0～IOPA3作為行線，IOPF0～IOPF3作為列線。由于TMS320LF2407A都是復用的I/O口，因此需要對MCRA和MCRC寄存器進行設置使上述8個I/O口作為一般I/O端口使用。按鍵掃描執(zhí)行模塊采用的是中斷掃描的方式，只有在鍵盤有鍵按下時才會通過外部引腳產(chǎn)生中斷申請，DSP相應中斷，進人中斷服務程序進行鍵盤掃描并作相應的處理。

　　LCD顯示模塊需要DSP提供11個I/O口進行控制，包括8位數(shù)據(jù)線和3位控制線，數(shù)據(jù)線選用IOPB0～IOPB7，控制線選用IOPFO IOPF2，通過對PBDATDIR和PFDATDIR寄存器的設置實現(xiàn)DSP與LCD的數(shù)據(jù)傳輸，實時顯示開關電源的運行狀態(tài)。

　　4 樣機研制

　　主要技術指標如下：輸入電壓：三相AC380 V±5% ;輸出電壓：DC220V±2% ;輸出電流：50 A;額定功率：11 kW。

　　所得試驗樣機額定負載時的輸出波形如圖11(a)所示。由圖11(a)實際讀數(shù)可知，輸出電壓從0上升到220 V的響應時間為1s左右，電源系統(tǒng)具有較快的響應速度。同時，由圖11(b)中的電壓波形局部放大圖可見，輸出電壓為220 V時，電壓波動在2 V左右，其最大電壓波動小于1%。

　　                                                                                                                                    圖11 樣機額定負載時的輸出波形

　　5 結論：

　　本文介紹的基于DSP的大功率高頻開關電源，充分發(fā)揮了DSP強大功能，可以對開關電源進行多方面控制，并且能夠簡化器件，降低成本，減少功耗，提高設備的可靠性。試驗數(shù)據(jù)表明指標滿足設計要求，本電源均能夠保持良好的輸出性能。