2．5V／18KA超導(dǎo)磁體模型線圈電源設(shè)計(jì)

摘要：設(shè)計(jì)了一套2．5V／18 kA低電壓大電流的開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)。通過(guò)對(duì)各種功率變換器主電路及幾種成熟的高頻整流電路進(jìn)行分析比較，并與實(shí)際情況相結(jié)合，選擇全橋電路作為功率變換器的逆變電路，選擇全波整流為高頻整流方案。良好的反饋控制方式是高精度輸出和快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)的有效保證。通過(guò)分析，選擇電流反饋環(huán)為外環(huán)的雙閉環(huán)控制。最后由電源樣機(jī)輸出的測(cè)試波形可知，輸出電壓、電流的紋波與設(shè)計(jì)值相差不大，同時(shí)針對(duì)電源系統(tǒng)輸出中不滿足設(shè)計(jì)要求的原因，提出了改進(jìn)方法。
關(guān)鍵詞：電源；全橋電路；高頻整流；電流模式

1 引言
    穩(wěn)態(tài)強(qiáng)磁場(chǎng)實(shí)驗(yàn)裝置是國(guó)家“十一五”重大科技基礎(chǔ)設(shè)施建設(shè)項(xiàng)目之一，高穩(wěn)定度直流電源系統(tǒng)是該裝置的關(guān)鍵子系統(tǒng)。外超導(dǎo)磁體組對(duì)超導(dǎo)磁體模型線圈進(jìn)行試驗(yàn)是建設(shè)40 T混合磁體中關(guān)鍵一步。為了滿足試驗(yàn)要求，在此提出設(shè)計(jì)研制2．5 V／18 kA的開(kāi)關(guān)電源．參數(shù)要求：電壓0～2．5 V。電流0～18 kA，自動(dòng)勵(lì)磁速度1～100 A／s，電壓紋波不大于1％，電流紋波不大于0．2％。

2 DC／DC功率變換器
    此電源系統(tǒng)輸出功率為45 kW，輸入為三相交流380 V網(wǎng)電，輸出為2．5 V直流電，電源的效率偏小，輸入功率較大。當(dāng)輸入功率較大時(shí)，一般采用三相交流輸入。三相網(wǎng)電整流后的電壓為514 V，電源系統(tǒng)的輸出為2．5 V，是一個(gè)降壓型開(kāi)關(guān)電源。輸入與輸出電壓較大時(shí)，一般都采用帶隔離變壓器的開(kāi)關(guān)電源。設(shè)計(jì)隔離型開(kāi)關(guān)電源的關(guān)鍵是選擇DC／DC功率變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，當(dāng)電源輸出功率較大時(shí)，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以從推挽電路、半橋式電路和全橋電路中選擇。
    推挽式電路中開(kāi)關(guān)管的利用率較高，導(dǎo)通壓降較小，交替導(dǎo)通的兩個(gè)開(kāi)關(guān)管VZ1和VZ2發(fā)射極公共，且驅(qū)動(dòng)電路較為簡(jiǎn)單。VZ1和VZ2的驅(qū)動(dòng)定時(shí)和特性出現(xiàn)偏差時(shí)，變壓器的磁通會(huì)發(fā)生單方向偏磁。偏磁嚴(yán)重時(shí)，會(huì)存在輸入回路中不能轉(zhuǎn)換為輸出功率的直流電流流通，導(dǎo)致變換效率降低。開(kāi)關(guān)管電壓Uce最大值為輸入電壓Uin的2～3倍，這種電路比較適用于Uin較低的場(chǎng)合。
    半橋式和全橋式電路適用于Uin較高的場(chǎng)合，Uce最大值為Uin。橋式電路可以將變壓器初級(jí)的漏感電壓尖峰箝位于直流輸入母線電壓，并將漏感儲(chǔ)能回饋到輸入母線，而不是損耗在有損緩沖電路中的電阻上。半橋式電路的輸出電壓可表示為：
   
    全橋式電路的集電極電流小，在使用相同開(kāi)關(guān)管的全橋電路可得到2倍的半橋輸出功率。半橋變換器最大輸出功率由初級(jí)峰值電流和開(kāi)關(guān)管能承受的最大關(guān)斷電壓決定，雖然半橋變換器輸出功率可達(dá)1 kW，但大多數(shù)滿足12 A電流等級(jí)的IGBT放大倍數(shù)往往太小，而且滿足電流電壓條件的MOSFET管的導(dǎo)通壓降太大，且成本太高，所以一般半橋變換器功率超過(guò)500 W時(shí)考慮使用功率加倍的改進(jìn)半橋變換器，即全橋變換器，該電源選用全橋變換器，其電路如圖1所示。[!--empirenews.page--]

3 高頻整流電路
    實(shí)際應(yīng)用中，開(kāi)關(guān)電源的設(shè)計(jì)成本應(yīng)盡量低，體積應(yīng)盡量小，因此暫不考慮同步整流。設(shè)計(jì)要求選擇合適的高頻整流電路以盡可能地降低整流損耗，此電源的開(kāi)關(guān)頻率在幾十千赫茲，對(duì)整流管的反向恢復(fù)時(shí)間要求很高。若要求恢復(fù)時(shí)間很短，可選擇合適的快恢復(fù)二極管、超快恢復(fù)二極管或肖特基二極管，前兩項(xiàng)雖然反向恢復(fù)時(shí)間也可滿足要求，但導(dǎo)通壓降為0．6～0．8 V，而該電源中選擇的肖特基二極管導(dǎo)通壓降只有0．3V。
    半波整流是以“犧牲”一半的交流為代價(jià)而換取整流效果，電流利用率很低，一般用在高電壓小電流的環(huán)境下。全波整流和全橋整流的輸出電壓波形相似，全橋整流每半個(gè)周期有兩個(gè)整流二極管導(dǎo)通，造成通態(tài)損耗增加。全橋整流電路可以減小二極管兩端反向承擔(dān)的壓降，所以全橋整流一般用在輸出電壓高、電流小的環(huán)境下。設(shè)計(jì)低電壓、大電流、高頻整流電路時(shí)，全波整流最為合適。全波整流電路在正常工作情況下，每次只有一個(gè)整流管導(dǎo)通，與全橋整流電路相比，通態(tài)損耗減小，電源能量轉(zhuǎn)換效率提高，同時(shí)能有效減少整流電路中元器件的數(shù)量，從而達(dá)到開(kāi)關(guān)電源體積盡可能小的目的，圖2示出各整流電路圖。

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    倍流整流電路與全波整流電路相比，減小了變壓器次級(jí)繞組電流的有效值；變壓器的利用率高，無(wú)中心抽頭；輸出電感紋波電流相互抵消，可減小輸出電壓紋波；雙電感也更適合于分布式功率耗散的要求。要實(shí)現(xiàn)倍流整流就要求L1和L2的電感值足夠大，同時(shí)要保證L1和L2中電流均等變化。鑒于該開(kāi)關(guān)電源的輸出電流很大，設(shè)計(jì)有足夠大電感量且同時(shí)能夠流通1 kA以上電流的電感實(shí)現(xiàn)起來(lái)比較困難，所以在設(shè)計(jì)中不考慮倍流整流，最終選擇全波整流。

4 反饋控制方案
    在開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)中由于輸入電壓發(fā)生變化、電源內(nèi)部元器件因外界環(huán)境的影響而導(dǎo)致性能參數(shù)及外部負(fù)載發(fā)生變化，或某些突發(fā)事件均會(huì)引起輸出發(fā)生變化。為穩(wěn)定開(kāi)關(guān)電源的輸出，引進(jìn)反饋信號(hào)進(jìn)行誤差放大，然后與基準(zhǔn)信號(hào)作比較，調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)管觸發(fā)脈沖的相位，獲取穩(wěn)定的輸出。
    反饋控制模式在實(shí)際應(yīng)用中分為電壓模式和電流模式。由于主電路中有較大的濾波電容電感，電壓模式對(duì)于輸入電壓的變化會(huì)產(chǎn)生相延時(shí)作用。電壓模式輸出電壓發(fā)生變化時(shí)，采樣信號(hào)經(jīng)過(guò)誤差放大器的補(bǔ)償電路延時(shí)滯后，才能傳至PWM比較器來(lái)改變觸發(fā)脈沖的相位?；谏鲜鰞蓚€(gè)原因使其對(duì)輸入電壓的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度變慢。提高電壓模式動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度的主要方式是采用雙閉環(huán)控制，即電流模式控制，其控制框圖如圖3所示。

    該電源系統(tǒng)對(duì)輸出電流精度要求較高，雙閉環(huán)控制最終跟蹤信號(hào)應(yīng)為輸出電流，所以設(shè)計(jì)采用電壓環(huán)為內(nèi)環(huán)，電流反饋環(huán)為外環(huán)，最終達(dá)到對(duì)電流更加精確地跟蹤控制。

5 整體結(jié)構(gòu)和實(shí)驗(yàn)分析
    圖4示出開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)整體結(jié)構(gòu)圖。通過(guò)上述分析，2．5 V／18 kA模型線圈電源主要結(jié)構(gòu)已經(jīng)很明晰，將3組相同的2．5 V／6 kA的模塊并聯(lián)，實(shí)現(xiàn)18 kA輸出。主結(jié)構(gòu)采用功率二極管進(jìn)行三相整流、全橋逆變電路、全波整流和全橋移相控制。圖中，L1為三相整流功率因數(shù)校正電感，R1為軟啟動(dòng)電阻，C1為輸入濾波電容，L2為諧振電感，Tx1～Tx2為12個(gè)高頻變壓器，VD7～VD30為高頻整流管，L3～L4和C3構(gòu)成輸出LC濾波網(wǎng)絡(luò)，CS1為輸出電流檢測(cè)，US1為輸出電壓檢測(cè)。經(jīng)過(guò)計(jì)算取L1=0．7 mH，C1=6．8 mF，R1=150 Ω，L2=3．4μH，C2=20μF，L3=0．8 μH，C3=0．7 F，變壓器的變比為8：1。

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    根據(jù)參數(shù)值搭建原理圖，借助ORCAD PSpcie仿真獲得輸出電流電壓紋波波形?？芍撛O(shè)計(jì)完全能滿足設(shè)計(jì)要求，但仿真中很多元器件都是工作在理想狀態(tài)，與實(shí)際使用的元器件存在一定的偏差。電源裝配期間遇到一些與理論設(shè)計(jì)不相符的地方，最后在初始設(shè)計(jì)基礎(chǔ)上進(jìn)行調(diào)整，依舊可獲得較好的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。在理論指導(dǎo)的基礎(chǔ)上進(jìn)行電源裝配，設(shè)計(jì)出能夠滿足要求的負(fù)載，獲取實(shí)際輸出電壓和電流波形進(jìn)行分析，獲得改進(jìn)措施。
    基于全橋移相控制芯片UCC3895做出樣機(jī)，設(shè)計(jì)滿足要求的負(fù)載，通過(guò)長(zhǎng)期穩(wěn)定的實(shí)驗(yàn)獲得輸出電流紋波和電壓紋波波形。圖5分別示出輸出電流、電壓紋波波形。由圖5a可知，計(jì)算可以得到電流紋波有效值為11 A，小于當(dāng)初設(shè)計(jì)值12A。由圖5b可知，電壓紋波峰-峰值為120 mV，有效值約為67 mV，大于當(dāng)初的設(shè)計(jì)值25 mV，顯然在消除電壓紋波方面要做出改進(jìn)。

    實(shí)驗(yàn)采用阻感性負(fù)載，造成輸出電壓紋波大的原因可能有兩個(gè)：①輸出濾波電容存在等效串聯(lián)電阻和接觸電阻；②控制方案和控制參數(shù)選取不合適。通過(guò)對(duì)圖5b的分析可知，電壓紋波中包含較多的低頻紋波，由于樣機(jī)采用電壓控制模式，響應(yīng)速度慢，低頻的紋波很難消除干凈，致使輸出電壓中包含輸入電壓低頻紋波成分，這類紋波可通過(guò)增大PI調(diào)節(jié)器的增益或改為大P調(diào)節(jié)器和適當(dāng)增加輸入濾波電容C1而得到有效解決。

6 結(jié)論
    基于上述拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以制造出滿足參數(shù)要求的高頻開(kāi)關(guān)電源。由于樣機(jī)只是調(diào)試階段，所以在反饋控制時(shí)沒(méi)有采用雙閉環(huán)控制，以致輸入端混入低頻紋波，樣機(jī)在手工接線和組裝時(shí)較為粗糙，導(dǎo)致與輸出濾波電容串聯(lián)的等效電阻較大。在這兩個(gè)方面進(jìn)行改進(jìn)，電壓紋波最后能滿足要求。此電源通過(guò)功率變換結(jié)構(gòu)的合理選擇以及器件參數(shù)的優(yōu)化，有效地解決了傳統(tǒng)電源中存在的效率低、體積大、動(dòng)態(tài)性能差等問(wèn)題。另外通過(guò)實(shí)驗(yàn)人員連續(xù)10 h的帶載運(yùn)行可知，該設(shè)計(jì)滿足開(kāi)關(guān)電源的可靠性要求。