DCM LCC諧振變換器優(yōu)化控制的數(shù)字化實(shí)現(xiàn)

摘要：基于斷續(xù)模式串并聯(lián)(Discontinuous Current Mode LCC，簡(jiǎn)稱DCM LCC)諧振變換器的數(shù)學(xué)模型，提出了LCC諧振變換器在DCM下的優(yōu)化控制方法的數(shù)字化控制程序?qū)崿F(xiàn)，使原來斷續(xù)的諧振電流達(dá)到了臨界斷續(xù)的工作模態(tài)。根據(jù)LCC諧振變換器數(shù)學(xué)模型中關(guān)于臨界斷續(xù)頻率的公式，利用現(xiàn)代高速數(shù)字化控制芯片，實(shí)時(shí)采樣電路的運(yùn)行狀態(tài)，在此基礎(chǔ)上以臨界斷續(xù)頻率為上限，調(diào)整電路工作頻率，實(shí)現(xiàn)了優(yōu)化控制方式下的調(diào)頻調(diào)壓。在搭建的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上完成了優(yōu)化控制方式的實(shí)驗(yàn)，其結(jié)果驗(yàn)證了控制方法的可行性。
關(guān)鍵詞：變換器；斷續(xù)電流模式；軟開關(guān)

1 引言
    工作于DCM的LCC諧振變換器由于能較好地實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，有較寬的輸出電壓范圍，可以工作于負(fù)載開路短路狀態(tài)，因此得到了廣泛應(yīng)用和研究。但在DCM下，電流斷續(xù)的時(shí)間內(nèi)，電路的輸入電壓源未曾向負(fù)載傳輸任何能量，因此導(dǎo)致了能量傳輸效率降低。為了避免此缺陷，同時(shí)又保證軟開關(guān)，采用LCC諧振變換器DCM下的優(yōu)化控制方式是一個(gè)很好的解決策略，即臨界斷續(xù)開關(guān)頻率下的控制方式。
    這里以此為出發(fā)點(diǎn)，提出了LCC諧振變換器優(yōu)化控制的數(shù)字化實(shí)現(xiàn)方法，并且搭建了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了此控制方法的正確性。

2 電路工作原理
    圖1為典型的具有容性濾波輸出的LCC諧振變換電路拓?fù)?。VT1～VT4為開關(guān)管；VD1～VD4為其反并聯(lián)二極管；Cr，Lr為串聯(lián)諧振電容、電感；Cp為并聯(lián)諧振電容(Lr，Cp為變壓器在高頻工作狀態(tài)下的寄生參數(shù)，分別代表變壓器折算到初級(jí)的繞組漏感和匝間電容)；VDo1～VDo4為輸出整流二極管；Co為輸出濾波電容，且Co遠(yuǎn)大于Cr，Cp；Ro為輸出負(fù)載：n為變壓器變比；Ue為折算到變壓器初級(jí)的等效輸出電壓；uCr，uCp分別為Cr，Cp兩端電壓；ir為諧振電流。圖中所有器件均假設(shè)為理想器件。

    根據(jù)VT1，VT4(或VT2，VT3)開通瞬間，uCp是否被Uo箝位，可將電路的DCM分為兩種模式。電路工作于模式2時(shí)，由于VT1，VT4(或VT2，VT3)開通時(shí)，uCp已被Uo箝位，故不再參與此時(shí)的諧振，Cr，Lr組成LC串聯(lián)諧振，ir持續(xù)時(shí)間為半個(gè)LC諧振周期。為保證電路工作時(shí)開關(guān)管工作于軟開關(guān)工作狀態(tài)，開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖寬度滿足一定的條件更有利于電路工作?；谝陨峡紤]，選擇設(shè)計(jì)適當(dāng)?shù)闹C振參數(shù)使電路的工作模式為模式2，其詳細(xì)工作過程可分為8個(gè)工作狀態(tài)。由于電路的對(duì)稱性．只需分析其中半個(gè)開關(guān)周期的4個(gè)工作模態(tài)。圖2示出工作模式2下電路的波形圖。[!--empirenews.page--]

    模態(tài)1[t0～t1]  t0時(shí)刻，VT1，VT4導(dǎo)通。由于uCp已被Uo箝位，諧振過程為Cr，Lr兩元件正向諧振，ir從零開始按正弦波增大，VDo1，VDo4零電流導(dǎo)通。由于VT1，VT4導(dǎo)通時(shí)，ir從零開始上升，因此VT1，VT4實(shí)現(xiàn)了零電流導(dǎo)通。模態(tài)1正好為Cr，Lr的半個(gè)諧振周期，能量從輸入源向負(fù)載傳遞。當(dāng)ir再次回零時(shí)，模態(tài)1結(jié)束。
    模態(tài)2[t1～t2]  t1時(shí)刻，ir從零開始反向增大，Cp，Cr放電，導(dǎo)致VDo1～VDo4均反向截止。諧振過程從Cr，Lr兩元件正向諧振變?yōu)镃r，Lr，Cp三元件反向諧振。電流經(jīng)VD1，VD4從零開始導(dǎo)通，實(shí)現(xiàn)了VD1，VD4軟開通。此階段內(nèi)VD1，VD4導(dǎo)通，導(dǎo)致開關(guān)管兩端電壓近似為零，因此，關(guān)斷VT1，VT4可實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷。此階段內(nèi)無能量從輸入源傳遞向負(fù)載。當(dāng)uCp反向增加到uCp=-ue時(shí)，模態(tài)2結(jié)束。
    模態(tài)3[t2～t3]  t2時(shí)刻，VDo2，VDo3開始導(dǎo)通，uCp被Uo箝位，能量從輸入源向負(fù)載傳遞，諧振過程由Cr，Lr，Cp三元件反向諧振轉(zhuǎn)變?yōu)镃r，Lr兩元件反向諧振。VT1，VT4在此階段內(nèi)關(guān)斷，同樣也可實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷。ir回零時(shí)，模態(tài)3結(jié)束。
    模態(tài)4[t3～t4]  ir在t3時(shí)刻回零，由于VT1，VT4已關(guān)斷，VT2，VT3尚未開通，因此電路保持?jǐn)嗬m(xù)電流狀態(tài)，輸入源和輸出源之間沒有任何能量傳遞。當(dāng)VT2，VT3開通時(shí)，階段4結(jié)束。由于電路工作的對(duì)稱性，另外半個(gè)周期的工作過程不再贅述。

3 LCC諧振變換器臨界斷續(xù)頻率的提出
    文獻(xiàn)關(guān)于LCC諧振變換器工作模式2的數(shù)學(xué)分析中指出，保持諧振電路工作在斷續(xù)模式下的開關(guān)頻率為：
   
    式中：t01～t34均為關(guān)于Go和K的函數(shù)，t01為電路運(yùn)行階段模態(tài)1[t0～t1]的時(shí)間，其余類推。
    如圖2所示，當(dāng)不存在階段[t3～t4]，[t7～t8]時(shí)，電路處于臨界斷續(xù)狀態(tài)。因此定義t34=0時(shí)的開關(guān)頻率為臨界斷續(xù)開關(guān)頻率，即：
   
    對(duì)于一臺(tái)實(shí)際的LCC諧振變換器裝置，K為定值，因此只要檢測(cè)電路的實(shí)際運(yùn)行狀態(tài)，計(jì)算得到Go值，即可通過式(2)計(jì)算出此時(shí)的fs_cri。

4 優(yōu)化控制策略的程序?qū)崿F(xiàn)
    簡(jiǎn)易控制是指將開關(guān)頻率限制在小于或等于最小臨界斷續(xù)頻率范圍內(nèi)的控制方式。由圖2可見，一個(gè)周期內(nèi)，[t3～t4]，[t7～t8]時(shí)間段內(nèi)輸入源和負(fù)載之間沒有任何能量傳遞，降低了能量傳輸效率。
    在此就如何實(shí)現(xiàn)優(yōu)化控制方式的問題進(jìn)行了研究。在高頻大功率電路裝置控制中，采用數(shù)字化控制無疑是較好的選擇。從數(shù)字控制的角度出發(fā)，采用數(shù)字控制芯片控制變換器的工作頻率來實(shí)現(xiàn)優(yōu)化控制，是一種不錯(cuò)的方法。[!--empirenews.page--]
    由于已從LCC諧振變換器的數(shù)學(xué)分析中推導(dǎo)出fs_cri的概念和公式，因此在DSP的編程控制中采用此公式。在裝置的調(diào)壓過程中實(shí)時(shí)計(jì)算裝置的fs_cri，然后以fs_cri作為頻率調(diào)節(jié)的上限，這樣，一方面可保證提高裝置運(yùn)行頻率和輸出電壓：另一方面可以使ir在額定工作狀態(tài)保持臨界斷續(xù)，提高了裝置的能量傳輸效率。由式(2)可知，fs_cri僅為Go的函數(shù)(K為定值)，因此在裝置的控制中，通過DSP的A／D采樣口，實(shí)時(shí)采樣獲取Ue，Uin的值，然后計(jì)算Go大小，從而計(jì)算出fs_cri。
    DCM LCC諧振變換器優(yōu)化控制方式的具體程序?qū)崿F(xiàn)上。通過PFM方式調(diào)節(jié)電路的運(yùn)行狀態(tài)。穩(wěn)壓和調(diào)壓是通過HD控制方式實(shí)現(xiàn)的，在PID調(diào)壓過程中，計(jì)算電路實(shí)時(shí)工作狀態(tài)的fs_cri，通過判斷限制開關(guān)頻率不超過fs_cri，這樣既能保證電路的DCM，又達(dá)到了提升變換器性能的目的。啟動(dòng)電路裝置運(yùn)行時(shí)，先給定一個(gè)較低的頻率，此頻率小于電路最小fs_cri，以保證電路剛啟動(dòng)時(shí)的斷續(xù)工作狀態(tài)。實(shí)際裝置的控制采用DSP實(shí)現(xiàn)，具體程序流程圖如圖3所示。

    采用此控制策略，既實(shí)現(xiàn)了優(yōu)化控制方式要保持ir臨界斷續(xù)的特點(diǎn)，提高傳輸效率，又可結(jié)合輸入母線電壓的調(diào)節(jié)，使調(diào)壓過程中，也能夠快速實(shí)現(xiàn)ir的臨界斷續(xù)。整個(gè)裝置的結(jié)構(gòu)如圖4所示。

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5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果
    為了驗(yàn)證以上理論分析和控制策略的可行性，設(shè)計(jì)搭建了一臺(tái)原理樣機(jī)。采用高頻大功率變壓器，變比n=120，寄生電感Lr=8．03 μH，寄生電容Cp=0．95μF，Lr和Cp分別作為LCC諧振電路的串聯(lián)電感和并聯(lián)電容使用。外接串聯(lián)諧振電容。
    圖5a為母線電壓為56 V時(shí)，Ro=24．84 kΩ，Cr=4．65μF時(shí)的電路運(yùn)行波形圖。此時(shí)電路運(yùn)行在臨界斷續(xù)狀態(tài)，fs_cri=15．83 kHz。如果采用簡(jiǎn)易控制，最高工作頻率是最小臨界斷續(xù)頻率13．02 kHz。

    圖5b為母線電壓為40 V時(shí)，Ro=18．74 kΩ，Cr=9．51μF時(shí)的電路運(yùn)行波形圖。此時(shí)電路運(yùn)行在臨界斷續(xù)狀態(tài)，fs_cri=13．96 kHz。如果采用簡(jiǎn)易控制，最高工作頻率是最小臨界斷續(xù)頻率9．11 kHz。
    通過實(shí)驗(yàn)可見，此控制方法可以使Uo穩(wěn)定在零至最大輸出電壓范圍內(nèi)，并且在提升母線電壓時(shí)，如果Uo還未達(dá)到預(yù)定值，則電路始終運(yùn)行在ir臨界斷續(xù)條件下。
    由于此控制程序是動(dòng)態(tài)地計(jì)算LCC諧振變換器的fs_cri，并且在調(diào)壓中調(diào)整此頻率，所以對(duì)參數(shù)的準(zhǔn)確性要求較高。由于以往文獻(xiàn)都是按照理想的電路模型建立的數(shù)學(xué)模型，因此在控制時(shí)，需要對(duì)控制電路實(shí)際采樣到的參數(shù)(如Uin，Uo等)作一些修正，減少輸出硅堆和IGBT壓降的影響。
    與簡(jiǎn)易控制方式對(duì)比，此優(yōu)化控制程序大大提高了逆變裝置的工作頻率，由實(shí)驗(yàn)波形可見，頻率提高了約25％，如果Uo繼續(xù)提高，并且配合選擇合適的參數(shù)K，頻率提高更加明顯。同時(shí)優(yōu)化控制方式也消除了簡(jiǎn)易控制方式中ir完全斷續(xù)的時(shí)間，提高了系統(tǒng)傳輸效率和輸出功率，并且保持了簡(jiǎn)易控制方式的軟開關(guān)等優(yōu)點(diǎn)。

6 結(jié)論
    基于LCC諧振變換器在斷續(xù)工作模式下建立的數(shù)學(xué)模型，提出了LCC在斷續(xù)模式下優(yōu)化控制的數(shù)字化實(shí)現(xiàn)策略，并且提出了切實(shí)可行的控制程序，使原來斷續(xù)的諧振電流達(dá)到了臨界斷續(xù)的工作模態(tài)。斷續(xù)模式LCC諧振變換器的優(yōu)化控制模式相對(duì)于簡(jiǎn)易控制模式，有更高的輸出電壓和更高的工作頻率，在臨界斷續(xù)頻率附近，變換器的傳輸效率達(dá)到了斷續(xù)工作模式的最大值，彌補(bǔ)了簡(jiǎn)易控制的缺陷。