摘要：提出一種適合于混合動力系統(tǒng)的多通道雙向DC／DC變換器，該變換器簡化了包含多個儲能器件的混合動力系統(tǒng)結構，在負載不工作時可利用太陽能為儲能器件充電。運用同步整流技術，減小變換器工作過程中的通態(tài)損耗，確保變換器具有較高的工作效率。詳細分析了該變換器在各個工作狀態(tài)下能量轉移的路徑，并通過一臺50 W樣機驗證了原理的正確性。
關鍵詞：變換器；多通道；同步整流
1 引言
近年來，環(huán)境和能源問題成為世界各國關心的熱點問題。隨著環(huán)境污染和能源危機的加重，可大幅度降低油耗、減少污染的混合動力系統(tǒng)，已經成為新型動力汽車領域的重要研究方向。在混合動力系統(tǒng)中，雙向DC／DC變換器是能量流動的重要環(huán)節(jié)。應用于該系統(tǒng)的傳統(tǒng)雙向DC／DC變換器是單通道的，往往需要多個雙向DC／DC變換器才能實現蓄電池、超級電容器等多個儲能器件與直流母線連接，這必然增加電感和開關管的數量。能量在多個儲能器件和直流母線間傳遞時，需要各個雙向DC／DC變換器按照一定邏輯順序進行工作，這樣就需要多路控制信號，所以這種系統(tǒng)的結構和控制方法非常復雜。
這里提出一種多通道雙向DC／DC變換器，該變換器不僅簡化了系統(tǒng)結構，還可利用太陽能在負載不工作時為系統(tǒng)中的儲能器件充電。用功率MOSFET代替二極管，實現了能量僅需通過一個雙向DC／DC變換器就可在多個儲能器件與直流母線之間傳遞的功能。
2 拓撲結構與工作原理
圖1示出多通道DC／DC變換器。其拓撲結構本質上是一個雙向Buck-Boost電路。VQ1，VQ3和VQ5分別控制能量是否可以通過超級電容器(S-C)通道、DC Bus通道和蓄電池(VRLA)通道。VQ6，VQ7組成一個雙向開關。其中僅有VQ2或VQ4工作于PWM模式，其他各開關管多工作于常開或常閉狀態(tài)，相互配合來控制能量在各通道間的流動。
儲能器件向直流母線端傳遞能量時，電路正向工作于Boost狀態(tài)。VQ4為主開關，工作于PWM模式。分別給VQ1，VQ5施加開通信號，使VQ1，VQ5工作于反向導通狀態(tài)，VQ2工作于同步整流狀態(tài)，VQ3保持導通。此時，若VQ7導通，電流會流入PV通道，直流母線將不能獲得最大功率，而且將損壞光伏電池；若VQ6導通，則會有電流從PV通道流出，干擾正常的功率傳輸，所以VQ6，VQ7組成的雙向開關要處于關斷狀態(tài)，以避免上述這兩種不允許狀態(tài)的出現。此時等效電路如圖2所示。
電路反向工作于Buck狀態(tài)時，即儲能器件處于充電狀態(tài)。此時VQ2為主開關，工作于PWM模式。若負載處于工作狀態(tài)，則能量從直流母線端回饋，給VQ3施加占空比為1的觸發(fā)信號，使其工作于反向導通狀態(tài)。VQ4工作于同步整流狀態(tài)。
通過判斷S-C通道是否充滿，來決定對VQ1的控制。若未充滿，則使VQ1導通，VQ5關斷，能量可從直流母線方向回饋到S-C通道；若已經充滿，則關斷VQ1，打開VQ5，能量從直流母線方向回饋到VRLA通道中。若儲能器件都已充滿，則繼續(xù)維持VQ1關斷，VQ5導通，使VRLA處于浮充狀態(tài)。VQ6，VQ7仍然保持關斷，以避免出現之前提到的不允許狀態(tài)。此時等效電路如圖3所示。
若負載未處于工作狀態(tài)，直流母線側已經停止向儲能器件回饋能量，則VQ3關斷，VQ6正向導通，VQ7反向導通，能量從PV通道流向儲能器件。其他各個開關管工作情況與系統(tǒng)處于工作狀態(tài)時相同。此時通過光伏電池給儲能器件充電，利用清潔能源的同時，保證了儲能器件不會斷電。光照不足時，需負載繼續(xù)工作為儲能器件充電。此時等效電路如圖4所示。
3 多通道雙向DC／DC變換器調制策略
同步整流技術是一種減小DC／DC轉換器導通損耗的新技術。它采用通態(tài)電阻極低的功率MOSFET取代整流二極管，在大電流情況下，可大幅度降低開關管損耗。功率管作為同步整流管時，與作為開關管使用時完全不同，同步整流管是將功率管漏極和源極反接，因其反向導通阻抗低，在導通時，相當于將其體二極管短路，所以減小了變換器的導通損耗。通常功率MOSFET被當作開關使用，所以反向導通的特性很少被利用。
變換器中每個通道的入口都有一個開關管用于控制能量是否可以通過此通道。若需能量流入該通道，則使開關管處于正向導通狀態(tài)；若需能量流出，則使開關管處于反向導通狀態(tài)。此時工作原理與同步整流類似，是利用同步整流管導通阻抗低的特性來取代P-N結上的壓降，使部分功率MOSFET工作于反向常通或正向關斷狀態(tài)，通過多個功率MOSFET的不同工作狀態(tài)相互配合來控制能量的流動方向。
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在正向Boost電路中，若變換器處于電感電流連續(xù)條件下，假設變換器損耗為零，輸出電壓平均值表達式為：
Uo=Uin／(1-D) (1)
由定義可知，占空比D≤1，D=Ton／(Ton+Toff)。所以Boost電路不同于Buck電路，D不能等于1。在反向Buck電路中，電感電流處于連續(xù)工作模式下輸出電壓表達式為：
Uo=DUin (2)
式(2)中占空比的選取沒有特殊限制。在Buck電路中電感在VQ2導通時儲能，在開關管截止期間通過同步整流管形成釋放回路。Boost電路工作過程中輸出需接負載，否則電感的儲能就不能消耗掉，會引起輸出電壓升高，這也是不同于Buck電路的地方。
4 實驗結果
根據上述分析，為驗證原理的可行性，在實驗室制作了一臺50 W實驗樣機。開關管選用IRF540N，其導通電阻為44 mΩ。實驗參數為：穩(wěn)壓源輸出直流電壓范圍0～30 V，負載電壓范圍0～50 V，最大功率50 W，開關頻率20kHz。
將驅動信號占空比取為0．4，為保留同步整流信號與驅動信號的死區(qū)時間，同步整流信號占空比也取為0．4。驅動波形如圖5a所示。
系統(tǒng)正向工作在Boost狀態(tài)下時，若輸入電壓為30 V，負載為50 Ω。此時輸入電流為1．7 A，負載電壓值為49 V，算得電路效率約為94．2％。負載上輸出電壓波形如圖5b所示。電感電流處于連續(xù)狀態(tài)，其波形如圖5c所示。系統(tǒng)反向工作在Buck狀態(tài)下時，若輸入電壓為30 V，負載為50 Ω。此時輸入電流為0．1 A，負載電壓12 V，算得效率約為96％。負載輸出電壓波形如圖5d(上)所示。電感電流處于連續(xù)狀態(tài)，其波形如圖5d(下)所示。
5 結論
通過對傳統(tǒng)混合動力系統(tǒng)中雙向DC／DC變換器結構的改進，這里介紹了一種多通道的雙向DC／DC變換器。分析了運行原理和控制策略，通過實驗樣機驗證其可行性。該變換器能同時連接多個儲能器件和直流母線，簡化了傳統(tǒng)系統(tǒng)中應用多個雙向DC／DC變換器連接儲能器件和直流母線的結構。運用同步整流原理并將其推廣，利用各個開關管不同狀態(tài)互相配合，控制能量在變換器中流動方向。在簡化結構的同時保證了系統(tǒng)效率。
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