工程師不可不知的開關電源關鍵設計（三）

牽涉到開關電源技術設計或分析成為電子工程師的心頭之痛已是不爭的事實，推出《工程師不可不知的開關電源關鍵設計》系列三和工程師們一起分享，請各位繼續(xù)關注后續(xù)章節(jié)。

　　一、開關電源中浪涌電流抑制模塊的應用

　　1 上電浪涌電流

　　目前，考慮到體積，成本等因素，大多數(shù)AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時的電壓瞬時值為電源電壓峰值）上電，則會產(chǎn)生遠高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當濾波電容為470μF并且電源內(nèi)阻較小時，第一個電流峰值將超過100A，為正常工作電流峰值的10倍。

　　

　　浪涌電流會造成電源電壓波形塌陷，使得供電質(zhì)量變差，甚至會影響其他用電設備的工作以及使保護電路動作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過程的浪涌電流沖擊下而非過載熔斷。為避免這類現(xiàn)象發(fā)生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現(xiàn)過載時熔斷器不能熔斷，起不到保護整流器及用電電路的作用；過高的上電浪涌電流對整流器和濾波電容器造成不可恢復的損壞。因此，必須對帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。

　　2 上電浪涌電流的限制

　　限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側(cè)加一負溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負溫度系數(shù)熱敏電阻在常溫狀態(tài)下具有較高阻值來限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過電流發(fā)熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡單，但存在的問題是限制上電浪涌電流性能受環(huán)境溫度和NTC的初始溫度影響，在環(huán)境溫度較高或在上電時間間隔很短時，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價格低廉的微機電源或其他低成本電源。而在彩色電視機和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見的應用是彩色電視機，這種方法的優(yōu)點是簡單，可靠性高，允許在寬環(huán)境溫度范圍內(nèi)工作，其缺點是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實上整流器上電處于穩(wěn)態(tài)工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發(fā)熱的負作用，因此，在功率較大的開關電源中，采用上電后經(jīng)一定延時后用一機械觸點或電子觸點將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復雜，占用體積較大。為使應用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開關電源上電浪涌電流抑制模塊。

　　

　　3 上電浪涌抑制模塊

　　3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　將功率電子開關（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個相對很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結束后，模塊導通將限流電阻短路，這樣的上電過程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設計者所希望的。

　　

　　3.2 無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　有人提出一種無限流電阻的上電浪涌電流抑制電路如圖7（a）所示，其上電電流波形如圖7（b）所示，其思路是將電路設計成線形恒流電路。實際電路會由于兩極放大的高增益而出現(xiàn)自激振蕩現(xiàn)象，但不影響電路工作。從原理上講，這種電路是可行的，但在使用時則有如下問題難以解決：如220V輸入的400W開關電源的上電電流至少需要達到4A，如上電時剛好是電網(wǎng)電壓峰值，則電路將承受4×220×=1248W的功率。不僅遠超出IRF840的125W額定耗散功率，也遠超出IRFP450及IRFP460的150W額定耗散功率，即使是APT的線性MOSFET也只有450W的額定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的結果是，MOSFET僅能承受有限次數(shù)的上電過程便可能被熱擊穿，而且從成本上看，IRF840的價格可以接受，而IRFP450及IRFP460則難以接受，APT的線性MOSFET更不可能接受。

　　

　　欲真正實現(xiàn)無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊，需解決功率器件在上電過程的功率損耗問題。作者推出的另一種上電浪涌電流抑制模塊的基本思想是，使功率器件工作在開關狀態(tài)，從而解決了功率器件上電過程中的高功率損耗問題，而且電路簡單。電路如圖8（a）和圖8（b）所示，上電電流波形如圖8（c）所示。

　　

　　3.3 測試結果

　　A模塊在400W開關電源中應用時，外殼溫升不大于40℃，允許間隔20ms的頻繁重復上電，最大峰值電流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或　　35mm×25mm×11mm。

　　B模塊和C模塊用于800W的額定溫升不大于40℃，重復上電時間間隔不限，上電峰值電流為正常工作時峰值電流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

　　模塊的鋁基板面貼在散熱器上，模塊溫度不高于散熱器5℃。

　　4 結語

　　開關電源上電浪涌電流抑制模塊的問世，由于其外接電路簡單，體積小給開關電源設計者帶來了極大方便，特別是無限流電阻方案，國內(nèi)外尚未見到相關報道。同時作者也將推出其它沖擊負載（如交流電機及各種燈類等）的上電浪涌電流抑制模塊。

　　二、開關電源并聯(lián)均流實現(xiàn)

　　引言

　　大功率DC/DC開關電源并聯(lián)中遇到的主要問題就是電流不均，特別在加重負載時，會引起較為嚴重的后果。普通的均流方法是采取獨立的PWM控制器的各個模塊，通過電流采樣反饋到PWM控制器的引腳FB或者引腳COMP，即反饋運放的輸入或者輸出腳來凋節(jié)輸出電壓，從而達到均流的目的。顯然，電流采樣是一個關鍵問題：用電阻采樣，損耗比較大，電流放大后畸變比較大;用電流傳感器成本高;用電流互感器采樣不是很方便，州時會使電流失真。本文提出了一種新型的、方便的、無損的電流采樣方法，并在這種電流檢測方法的基礎上實現(xiàn)了并聯(lián)系統(tǒng)的均流。

　　1 一種新的電流采樣方法

　　如前所述，在均流系統(tǒng)中一些傳統(tǒng)的電流采樣力法都或多或少有些缺點。而本文提出的這種新的電流采樣力法，既簡單方便，又沒有損耗。

　　下面以圖l所示的Buck電路為例，說明這種新的電流檢測方法的原理和應用。

　　

　　電流檢測電路由一個簡單的RC網(wǎng)絡組成，沒流過L的電流為iL，流過C的電流為ic，L兩端的電壓為vL，輸出電壓為vo上電壓為vc，則有vL+iLR1+vo.=vc+icR （1）

　　對式（1）在一個開關周期求平均值得

　　

　　式中：VL是電感上的電壓在一個開關周期的平均值，顯然VL=O;

　　Vo為輸出電壓平均值;

　　IL電感電流平均值，等于負載電流ILoad;

　　Ic是電容在一個開關周期內(nèi)充放電電流的平均值，顯然Ic=0;

　　R1為電感的等效串聯(lián)電阻（ESR）。

　　于是式（2）可化為

　　

　　所以，要檢測負載電流及電感電流的大小，只要檢測RC網(wǎng)絡電容上的電壓的大小就行了，這種方法可以很方便、簡易、沒有損耗地對電流進行采樣。

　　2 基于新的電流采樣方法的均流原理

　　以兩路并聯(lián)Buck電路為例，如圖2所示。

　　

　　由式（3）知，

　　Vc1=IL1R1+V

　　Vc2=IL2R2+V

　　式中：Vc1、Vc2分別為C1和C2上電壓的平均值;

　　IL1、IL2分別是L-和L2流過電流的平均值，亦即兩路輸出電流平均值;

　　R1及R2是濾波電感的等效串聯(lián)電阻，當在工藝上設計并聯(lián)電源每路輸出電感基本上一樣時，可以認為R1=R2。

　　因此，要控制兩路電流均流，即要求IL1=IL2，于是，只要控制Vc1=Vc2就行了。所以，電容C1及C2上的電壓Vc1和Vc2可以代表兩路電流IL1及IL2大小，可用來進行均流控制。

　　這樣，便可得到如圖3所示的控制框圖。

　　

　　3 常用均流方法的分析比較

　　開關電源并聯(lián)系統(tǒng)常用的均流方法有以下幾種。

　　輸出阻抗法即Droop（下垂，傾斜）法調(diào)節(jié)開關變換器的外特性傾斜度（即調(diào)節(jié)輸出阻抗），以達到并聯(lián)模塊接近均流的日的。這種方法是一種簡單的大致均流的方法，精度比較低。

　　主從法適用于電流型控制的并聯(lián)開關電源系統(tǒng)中。這種均流系統(tǒng)中有電壓控制和電流控制，形成雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。這種方法要求每個模塊問有通訊，所以使系統(tǒng)復雜化，并且當主模塊失效時，整個電源系統(tǒng)便不能工作。

　　平均值均流每個并聯(lián)模塊的電流放大器輸出端接一個相同的電阻到一條公共母線上，形成平均值母線。當某模塊電壓比母線電壓高時，輸出電壓下降，反之亦然。

　　最大值均流法和平均值均流法相似，區(qū)別只是每路電流通過一個二極管連到一條公共母線上。這種方法其實質(zhì)是一種“民主均流”方法，電流最大的那個模塊自動成為主模塊，其他模塊為從模塊，從而“自動主從控制”。

　　平均值均流和最大值均流法的均流母線斷開或者開路都不會影響各個電源模塊獨立工作，并且是自動均流方法，均流精度比較高。

　　圖4為常見均流方法的原理圖。如果均流母線是并聯(lián)模塊電流的平均值，則是平均值均流法;如果是并聯(lián)模塊電流的最大值，則是最大值均流法;如果均流母線是并聯(lián)模塊中的主模塊的電流，則就是主從均流法。但是，在這些均流方法中，每個模塊都需要有一套獨立的PWM控制環(huán)。

　　

　4 新的均流方案

 

　　本文提出的方案是基于前所述的每路加一個簡單的RC網(wǎng)絡檢測其分配的電流大小。電容C兩端的電壓平均值就可以表征這路模塊的電流大小，所以，對系統(tǒng)進行均流控制就是對各路RC網(wǎng)絡C上電壓進行均壓。其均流原理圖如圖5所示。

　　

　　圖5中：Vbus為均流母線電壓;

　　Vref為輸出電壓參考值;

　　Vs為輸出電壓的采樣值。

　　其工作原理和過程如下：

　　通過檢測RC網(wǎng)絡中C兩端的電壓，作為電流信號，幾路電流信號（本例只有兩路）通過一個相同的電阻就得到了平均值均流母線，平均值均流母線電壓值與負載有關，表征負載電流的大小。

　　然后將每路采樣來的電流信號與母線電壓比較，得到誤差信號，去修正輸出電壓參考信號，從而對PWM控制器的占空比輸出進行微調(diào)，達到均流和穩(wěn)壓的目的。

　　5 實測結果

　　樣機是一臺DC5V輸入，2V/40A輸出的4路Buck并聯(lián)的開關電源，工作頻率為200 kHz，帶上滿載進行測量每一路電流輸出，均流效果好，誤差在2%以下，電源輸出穩(wěn)定。當輸出電流越大，即大功率并聯(lián)的電源系統(tǒng)中，均流效果越好。

　　6 結語

　　這種方案使電流檢測很方便，能高效率、低成本、簡單、方便地實現(xiàn)并聯(lián)系統(tǒng)的均流。

　　三、典型開關電源保護電路

　　多數(shù)LED應用利用功率轉(zhuǎn)換和控制組件連接各種功率源，如交流電線、太陽能電池板或電池，來控制LED驅(qū)動裝置的功率耗散。對這些接口加以保護，防止它們因過流和過溫而受損，常常用到具有可復位能力的聚合物正溫度系數(shù)（PPTC）組件（圖）。可以與功率輸入串聯(lián)一個PolySwitch LVR組件，防止因電氣短路、電路超載或用戶誤操作而受損。此外，放在輸入端上的金屬氧化物變阻（MOV）也有助于LED模塊內(nèi)的過壓保護。典型開關電源保護電路：

　　

　　四、基于UC3842的反激式開關電源設計

　　高頻開關穩(wěn)壓電源由于具有效率高、體積小、重量輕等突出優(yōu)點而得到了廣泛應用。傳統(tǒng)的開關電源控制電路普遍為電壓型拓撲， 只有輸出電壓單閉控制環(huán)路， 系統(tǒng)響應慢， 線性調(diào)整率精度偏低。隨著PWM 技術的飛速發(fā)展產(chǎn)生的電流型模式拓撲很快被大家認同和廣泛應用。電流型控制系統(tǒng)是電壓電流雙閉環(huán)系統(tǒng)， 一個是檢測輸出電壓的電壓外環(huán)， 一個是檢測開關管電流且具有逐周期限流功能的電流內(nèi)環(huán)， 具有更好的電壓調(diào)整率和負載調(diào)整率， 穩(wěn)定性和動態(tài)特性也得到明顯改善。UC3842是一款單電源供電， 帶電流正向補償， 單路調(diào)制輸出的高性能固定頻率電流型控制集成芯片。本設計采用UC3842 制作一款1 kW 鉛酸電池充電器控制板用的輔助電源樣機， 并對其進行工作環(huán)境下的測試。

　　1 UC3842 的工作原理

　　UC3842 內(nèi)部組成框圖如圖1所示。其中： 1 腳是內(nèi)部誤差放大器的輸出端， 通常此腳與2 腳之間接有反饋網(wǎng)絡， 以確定誤差放大器的增益和頻響。2 腳是反饋電壓輸入端， 將取樣電壓加到誤差放大器的反相輸入端， 再與同相輸入端的基準電壓（ 一般為2.5 V） 進行比較， 產(chǎn)生誤差電壓。3 腳是電流檢測輸入端， 與取樣電阻配合， 構成過流保護電路。當電源電壓異常時， 功率開關管的電流增大， 當取樣電阻上的電壓超過1 V時， U C3842 就停止輸出， 可以有效地保護功率開關管。4 腳外接鋸齒波振蕩器外部定時電阻與定時電容， 決定振蕩頻率。5 腳接地。6 腳是輸出端， 此腳為圖騰柱式輸出， 能提供±1A 的峰值電流， 可驅(qū)動雙極型功率開關管或MOSFET.7 腳接電源， 當供電電壓低于16 V 時， UC3842 不工作， 此時耗電在1 mA 以下。輸入電壓可以通過一個大阻值電阻從高壓降壓獲得。芯片工作后， 輸入電壓可在10~ 30 V 之間波動， 低于10V 則停止工作。工作時耗電約為15 mA.8 腳是基準電壓輸出， 可輸出精確的5 V 基準電壓， 電流可達50mA.由圖1（ b） 可見， 它主要包括誤差放大器、PWM 比較器、PWM 鎖存器、振蕩器、內(nèi)部基準電源和欠壓鎖定等單元。U C3842 的電壓調(diào)整率可達0.01% ， 工作頻率為500 kHz.

　　

　　圖1 UC3842 管腳圖和內(nèi)部結構圖

　　2 反激變換器的設計

　　此次設計的反激變換器是從1 kW 充電器全橋開關電源初級側(cè)高壓直流部分取電作為輸入電壓。反激變換器預定技術指標如下。

　　輸入電壓： 240~ 380 V DC; 輸出電壓： 12 V DC; 輸出電流： 2 A； 紋波電壓： ±500 mV；輸出功率： 25 W；效率： 85% ；開關頻率： 65 kHz；占空比：小于40%。

　　如圖2 所示， 電路由主電路、控制電路、啟動電路和反饋電路4 部分組成。主電路采用單端反激式拓撲，它是升降壓斬波電路演變后加隔離變壓器構成的，該電路具有結構簡單， 效率高， 輸入電壓范圍寬等優(yōu)點。工作模式選擇在斷續(xù)模式到臨界模式之間。功率開關管選用N？？MOSFET STP9NK70ZFP（ 700 V， 5 A）。次級整流二極管選用肖特基二極管SR540（ 40 V， 5 A） 。[!--empirenews.page--]

　　控制電路是整個開關電源的核心， 控制的好壞直接決定了電源整體性能。這個電路采用峰值電流型雙環(huán)控制，即在電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)中加入峰值電流反饋控制。電路電流環(huán)控制采用UC3842 內(nèi)部電流環(huán)，電壓外環(huán)采用T L431 和光耦PC817 構成的外部誤差放大器，誤差電壓直接送到UC3842 的1 腳。誤差電壓與電流比較器的同相輸入端3 腳經(jīng)采樣電阻采集到初級側(cè)電流進行比較，從而調(diào)節(jié)輸出端脈沖寬度。2 腳接地。R4， C5 是UC3842 的定時元件， 決定UC3842 的工作頻率，此設計中R4= 5.6 kΩ ，C5= 3300 pF.當UC3842 的1 腳電壓低于1 V 時，輸出端將關閉；當3 腳上的電壓高于1 V 時，電流限幅電路將開始工作，UC3842 的輸出脈沖中斷。開關管上波形出現(xiàn)“打嗝”現(xiàn)象，從而可以實現(xiàn)過壓、欠壓、限流等保護功能。

　　

　　圖2 系統(tǒng)原理圖

　　3 反饋回路參數(shù)的計算

　　反饋電路采用精密穩(wěn)壓源TL431 和線性光耦PC817 構成外部誤差電壓放大器。并將輸出電壓和初級側(cè)隔離。如圖2 所示， R11、R12 是精密穩(wěn)壓源的外接控制電阻， 決定輸出電壓的高低， 和T L431 一并組成外部誤差放大器。當輸出電壓Vo 升高時， 取樣電壓VR 13 也隨之升高， 設定電壓大于基準電壓（TL431 的基準電壓為2.5 V） ， 使TL431 內(nèi)的誤差放大器的輸出電壓升高， 致使片內(nèi)驅(qū)動三極管的輸出電壓降低， 使輸出電壓Vo 下降， 最后V o 趨于穩(wěn)定； 反之， 輸出電壓下降引起設定電壓下降， 當輸出電壓低于設定電壓時， 誤差放大器的輸出電壓下降， 片內(nèi)驅(qū)動三極管的輸出電壓升高， 最終使UC3842 的腳1 的補償輸入電流隨之變化， 促使片內(nèi)對PWM 比較器進行調(diào)節(jié)， 改變占空比， 達到穩(wěn)壓的目的。

　　從TL431 技術資料可知， 參考輸入端的電流為2 μA， 為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響， 通常取流過電阻R13 的電流為T L431 參考輸入端電流的100 倍以上［ 6］ ， 所以：

　　

　　這里選擇R13= 10 k Ω，根據(jù)TL431 的特性可以計算R12：

　　

　　其中， TL431 參考輸入端電壓Uref= 2.5 V。

　　TL431 的工作電流Ika 范圍為1~ 150 mA， 當R9 的電流接近于零時， 必須保證I ka 至少為1 mA， 所以：

　　

　　其中， 發(fā)光二極管的正向壓降Uf= 1.2 V。

　　UC3842 的誤差放大器輸出電壓擺幅0.8 V《 Vo《 6 V， 三極管集射電流I c受發(fā)光二極管正向電流If 控制， 通過PC817 的Vce與I c關系曲線（ 圖3） 可以確定PC817 二極管正向電流I f 。由圖3可知， 當PC817 二極管正向電流I f 在7 mA 左右時， 三極管的集射電流I c在7 mA 左右變化， 而且集射電壓Vce 在很寬的范圍內(nèi)線性變化， 符合UC3842 的控制要求。

　　

　　圖3 PC817 集射極電壓Vce與二極管正向電流If 的關系圖

　　PC817 的電流傳輸比CTR= 0. 8~ 1. 6， 當I c= 7mA 時， 考慮最壞的情況， 取CT R= 0.8， 此時要求流過發(fā)光二極管最大電流：

　　

　　所以：

　　

　　其中， Uka為TL431 正常工作時的最低工作電壓， Uka = 2.5 V.發(fā)光二極管能承受的最大電流為50 mA，TL431 最大電流為150 mA， 故取流過R9 的最大電流為50 mA。

　　

　　R9 的取值要同時滿足式（ 5） 和式（ 6） ， 即162《 R9《 949， 可以選用750Ω 。

　　4 基于MOS 管最大耐壓值的反激變壓器設計

　　由變換器預定技術指標可知變壓器初級側(cè)電壓Vdcmin= 240 V， Vdcmax= 380 V， 預設效率η= 85%， 工作頻率f = 65 kHz， 電源輸出功率P out= 25 W。

　　變壓器的輸入功率：

　　

　　根據(jù)面積乘積法來確定磁芯型號， 為了留有一定裕量， 選用錳鋅鐵氧體磁芯EE25/ 20， 電感量系數(shù)A L=1 750 nH/ N2 ， 初始磁導率μi= 2 300， 有效截面積A e= 42. 2 mm2 。

　　因為所選的MOS 管的最大耐壓值V MOSmax= 700 V.在150 V 裕量條件下所允許的最大反射電壓：

　　

　　最大占空比：

　　

　　初級電流：

　　

　　初級最大電感量：

　　

　　其中， f 是開關頻率， Hz.

　　初次級匝數(shù)比：

　　

　　初級匝數(shù)：

　　

　　其中， 磁感應強度Bw= 0？？ 23 T ; 由于此變換器設計在斷續(xù)工作模式k= 1（ 連續(xù)模式k= 0.5）。

　　磁芯氣隙：

　　

　　次級匝數(shù)：

　　

　　輔助繞組匝數(shù)：

　　

　　其中， Va 是輔助繞組電壓， V 。

　　為了減小變壓器漏感， 采用夾心式繞法， 初級繞組分N p1 （ 78 T ） 和N p2 （ 78 T） 兩部分繞制， 如圖4 所示， Np1 繞在骨架最里層， 次級繞組N s繞在N p1和N p2之間， 輔助繞組繞Na 在最外層。

　　

　　圖4 變壓器繞制示意圖

　5 樣機測試結果及分析

 

　　直流輸入電壓300 V 時所測結果如圖5 所示。

　　

　　圖5 MOSFET柵源極電壓波形圖

　　從圖5 可以看出： 開關管驅(qū)動脈沖前沿電壓比較陡峭， 電壓上升很快， 而且上升沿有一定過沖， 可以加快開關管的開通， 驅(qū)動電平適中， 滿足驅(qū)動要求。開關管驅(qū)動脈沖占空比隨著負載的加大而增大， 以滿足輸出電壓的需要。帶載2 A 時， 占空比達到31.33% 。

　　

　　圖6 MOSFET 漏源極間電壓波形圖

　　從圖6 可以看出： 當負載為額定負載2 A 時， 變換器可靠地工作在斷續(xù)模式。繼續(xù)加大負載可以看到變換器的工作狀態(tài)從斷續(xù)模式到連續(xù)模式的過渡過程。鉗位電路經(jīng)調(diào)試以后， 使漏源極電壓小于MOSFET的最大耐壓750 V， 并有一定余量， 從而保護了MOSET ， 延長使用壽命。

　　如圖7 所示， PWM 控制器U C3842 從采樣電阻取得的流經(jīng)MOSFET 電流波形。2 A 額定負載下峰值0. 93 V， 小于1 V， 控制器內(nèi)部限幅電路不工作， 變換器可以穩(wěn)定工作。大于1 V 時， 控制器會關閉驅(qū)動輸出， 變換器停止工作。實現(xiàn)過載保護功能。

　　

　　圖7 3 腳C/ S 端電流檢測波形圖（ 帶載2 A 時）

　　從圖5 -圖7 可以看到， 從輕載到重載的負載條件過渡中， 所設計的變換器從電流斷續(xù)模式到電流臨界連續(xù)模式下工作。滿載效率87？？ 8%， 負載調(diào)整率2？？ 5% ，電壓調(diào)整率0？？ 056% 。測試結果證明樣機工作穩(wěn)定可靠， 具有良好的靜動態(tài)特性而且符合預定的性能指標。

　　五、開關電源中浪涌電流抑制模塊的應用

　　1 上電浪涌電流

　　目前，考慮到體積，成本等因素，大多數(shù)AC/DC變換器輸入整流濾波采用電容輸入式濾波方式，電路原理如圖1所示。由于電容器上電壓不能躍變，在整流器上電之初，濾波電容電壓幾乎為零，等效為整流輸出端短路。如在最不利的情況（上電時的電壓瞬時值為電源電壓峰值）上電，則會產(chǎn)生遠高于整流器正常工作電流的輸入浪涌電流，如圖2所示。當濾波電容為470μF并且電源內(nèi)阻較小時，第一個電流峰值將超過100A，為正常工作電流峰值的10倍。

　　

　　浪涌電流會造成電源電壓波形塌陷，使得供電質(zhì)量變差，甚至會影響其他用電設備的工作以及使保護電路動作；由于浪涌電流沖擊整流器的輸入熔斷器，使其在若干次上電過程的浪涌電流沖擊下而非過載熔斷。為避免這類現(xiàn)象發(fā)生，而不得不選用更高額定電流的熔斷器，但將出現(xiàn)過載時熔斷器不能熔斷，起不到保護整流器及用電電路的作用；過高的上電浪涌電流對整流器和濾波電容器造成不可恢復的損壞。因此，必須對帶有電容濾波的整流器輸入浪涌電流加以限制。

　　2 上電浪涌電流的限制

　　限制上電浪涌電流最有效的方法是，在整流器與濾波電容器之間，或在整流器的輸入側(cè)加一負溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC），如圖3所示。利用負溫度系數(shù)熱敏電阻在常溫狀態(tài)下具有較高阻值來限制上電浪涌電流，上電后由于NTC流過電流發(fā)熱使其電阻值降低以減小NTC上的損耗。這種方法雖然簡單，但存在的問題是限制上電浪涌電流性能受環(huán)境溫度和NTC的初始溫度影響，在環(huán)境溫度較高或在上電時間間隔很短時，NTC起不到限制上電浪涌電流的作用，因此，這種限制上電浪涌電流方式僅用于價格低廉的微機電源或其他低成本電源。而在彩色電視機和顯示器上，限制上電浪涌電流則采用串一限流電阻，電路如圖4所示。最常見的應用是彩色電視機，這種方法的優(yōu)點是簡單，可靠性高，允許在寬環(huán)境溫度范圍內(nèi)工作，其缺點是限流電阻上有損耗，降低了電源效率。事實上整流器上電處于穩(wěn)態(tài)工作后，這一限流電阻的限流作用已完成，僅起到消耗功率、發(fā)熱的負作用，因此，在功率較大的開關電源中，采用上電后經(jīng)一定延時后用一機械觸點或電子觸點將限流電阻短路，如圖5所示。這種限制上電浪涌電流方式性能好，但電路復雜，占用體積較大。為使應用這種抑制上電浪涌電流方式，象僅僅串限流電阻一樣方便，本文推出開關電源上電浪涌電流抑制模塊。

　　

　　3 上電浪涌抑制模塊

　　3.1 帶有限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　將功率電子開關（可以是MOSFET或SCR）與控制電路封裝在一個相對很小的模塊（如400W以下為25mm×20mm×11mm）中，引出3～4個引腳，外接電路如圖6（a）所示。整流器上電后最初一段時間，外接限流電阻抑制上電浪涌電流，上電浪涌電流結束后，模塊導通將限流電阻短路，這樣的上電過程的輸入電流波形如圖6（b）所示。很顯然上電浪涌電流峰值被有效抑制，這種上電浪涌電流抑制模塊需外接一限流電阻，用起來很不方便，如何將外接電阻省掉將是電源設計者所希望的。[!--empirenews.page--]

　　

　　3.2 無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊

　　有人提出一種無限流電阻的上電浪涌電流抑制電路如圖7（a）所示，其上電電流波形如圖7（b）所示，其思路是將電路設計成線形恒流電路。實際電路會由于兩極放大的高增益而出現(xiàn)自激振蕩現(xiàn)象，但不影響電路工作。從原理上講，這種電路是可行的，但在使用時則有如下問題難以解決：如220V輸入的400W開關電源的上電電流至少需要達到4A，如上電時剛好是電網(wǎng)電壓峰值，則電路將承受4×220×=1248W的功率。不僅遠超出IRF840的125W額定耗散功率，也遠超出IRFP450及IRFP460的150W額定耗散功率，即使是APT的線性MOSFET也只有450W的額定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的結果是，MOSFET僅能承受有限次數(shù)的上電過程便可能被熱擊穿，而且從成本上看，IRF840的價格可以接受，而IRFP450及IRFP460則難以接受，APT的線性MOSFET更不可能接受。

　　

　　欲真正實現(xiàn)無限流電阻的上電浪涌電流抑制模塊，需解決功率器件在上電過程的功率損耗問題。作者推出的另一種上電浪涌電流抑制模塊的基本思想是，使功率器件工作在開關狀態(tài)，從而解決了功率器件上電過程中的高功率損耗問題，而且電路簡單。電路如圖8（a）和圖8（b）所示，上電電流波形如圖8（c）所示。

　　

　　3.3 測試結果

　　A模塊在400W開關電源中應用時，外殼溫升不大于40℃，允許間隔20ms的頻繁重復上電，最大峰值電流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或　　35mm×25mm×11mm。

　　B模塊和C模塊用于800W的額定溫升不大于40℃，重復上電時間間隔不限，上電峰值電流為正常工作時峰值電流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

　　模塊的鋁基板面貼在散熱器上，模塊溫度不高于散熱器5℃。

　　4 結語

　　開關電源上電浪涌電流抑制模塊的問世，由于其外接電路簡單，體積小給開關電源設計者帶來了極大方便，特別是無限流電阻方案，國內(nèi)外尚未見到相關報道。同時作者也將推出其它沖擊負載（如交流電機及各種燈類等）的上電浪涌電流抑制模塊。

　　六、開關電源中電磁干擾的抑制方法

　　引言

　　隨著開關電源技術的不斷發(fā)展和日趨成熟，各個應用領域?qū)﹂_關電源的需求也不斷增長，但是，開關電源存在嚴重的電磁干擾（）問題。它不僅對電網(wǎng)造成污染，直接影響到其它用電電器的正常工作，而且作為輻射干擾闖入空間，對空間也造成電磁污染。于是便產(chǎn)生了開關電源的電磁兼容（EMC）問題。電磁兼容是指設備或系統(tǒng)在其電磁環(huán)境中能正常工作且不對該環(huán)境中任何事物構成不能承受的電磁騷擾的能力。

　　開關電源的電磁干擾可分為傳導干擾和輻射干擾兩大類。傳導干擾通過交流電源傳播，頻率低于30 MHz。輻射干擾通過空氣傳播，頻率在30MHz以上。

　　本文針對一種桌面式180W塑殼開關電源（負載是12V／15A的半導體制冷冰箱，電源外形大小205mm×90mm×62mm）所存在的電磁干擾超標問題，從原理上進行了分析，并探討了解決方案。

　　1 180 W開關電源的電路結構分析與電磁干擾測試

　　1．1 主電路與結構布局分析

　　該開關電源的電路原理如圖1所示。

　　

　　電容濾波整流器功率因數(shù)低，整流二極管導通時間較短，濾波電容充電電流瞬時值的峰值大，整流后的電流波形為脈動狀，產(chǎn)生高的諧波電流。

　　半橋電路中高頻導通和截止的S1、S2、D3、D4和變壓器T1是開關電源的主要騷擾源，產(chǎn)生高頻高壓的尖峰諧波振蕩，該諧波振蕩產(chǎn)生的高次諧波，通過開關管與散熱器問的分布電容傳入內(nèi)部電路或通過散熱器及變壓器向空間輻射。

　　該開關電源的內(nèi)部布局如圖2所示，左邊是交流電源輸入和直流輸出，靠左邊上下兩側(cè)留有通風孔，風機在右邊，采用向外抽風方式散熱，保證塑殼內(nèi)的熱量及時排出，避免熱量在塑殼內(nèi)積聚。該布局的優(yōu)點是通風路比較通暢，但也存在缺點—輸入輸出接口安裝得較近，在它們之間容易產(chǎn)生空間耦合，形成輻射騷擾。

　　

　　1．2 電磁干擾測試

　　表l所列為測得的7～21次諧波電流的數(shù)值，其中11、15、17次諧波電流都超標。

　　

　　輻射騷擾預測結果在30～50MHz和100MHz處超出限值，如圖4所示。

　　

　2 電磁干擾的抑制

 

　　2．1 諧波電流的抑制

　　采用功率因數(shù)校正可以解決諧波電流超標的問題。有源功率因數(shù)校正采用Boost升壓PFC電路，功率因數(shù)提高到O．99以上，使得諧波電流很小，但電路復雜，成本也不低，而且電路中的開關管和高壓整流二極管的開關噪聲將成為新的騷擾源，使整機的EMI達標增加了難度。

　　考慮到在交流輸入電壓（AC 220～250V）范圍內(nèi)，滿足電壓調(diào)整率情況下，適當減小濾波電容，輸入串聯(lián)電阻可以在一定程度上降低濾波電容充電電流瞬時值的峰值，滿足諧波電流限值，且功率損耗在可以接受的范圍之內(nèi)，整機電源效率下降不多，也不失為較好方法。采用這一方法后實測諧波電流值如表2所列。

　　

　　2.2傳導騷擾的抑制

　　傳導噪聲主要來源半橋中功率開關管S1及S2以頻率25 kHz交替工作，功率開關管集電極發(fā)射極電壓Uce和發(fā)射極電流，。波形接近矩形波。傅立葉分析表明，矩形波脈沖具有相當寬的頻率帶寬，含有豐富的高次諧波，脈沖波形的頻譜幅度在低頻段較高。另外，功率開關管在截止期間．高頻變壓器繞組漏感引起的電流突變，也會產(chǎn)生尖峰干擾。

　　輸入濾波器是為變換器的電磁騷擾電平和外界的電磁騷擾源設計的一種低阻抗通道（即低通濾波器），以抑制或去除電磁騷擾，達到電磁兼容的目的。

　　如圖5所示，輸人濾波器是由電感（LFI、LF2）和CY電容（C4、C5）及Cx電容（C1、C2、C3）組成的低通濾波器電路構成。對頻率較高的噪聲信號有較大的衰減。C1、C2、C3是濾除共模干擾的電容，C4、C5是濾除差模干擾的電容，LF1、LF2是共模線圈。

　　

　　圖3中低頻傳導干擾（O.15～lMHz范圍）超標，共模噪聲的主要騷擾源是功率開關管，低頻傳導干擾抑制以增加共模電感的電感量為主，當共模電感從原設計的15mH增加到24mH時，低頻傳導干擾最大處下降30dB，得到了顯著改善。如圖6所示。

　　

　　輸入濾波器對20MHz以下噪聲抑制有明顯的效果。理想輸入濾波器是低通濾波器，但實際上是帶阻濾波器

　　當開關電源頻率增加時，所需的共模電感可大大減小，共模電感體積也減小。但是，開關電源在20MHz以上頻帶的輻射噪聲份量有所增加，給輻射騷擾的達標帶來麻煩。開關頻率和共模電感的關系如表3所列。

　　

　　由于共模電感線圈存在寄生電容，高頻噪聲成分經(jīng)過寄生電容向外發(fā)射騷擾，故使用單個大感量共模電感不容易達到好的高頻濾波效果，一般采用兩個共模電感，同樣的電感量抑制高頻噪聲很見效，將有6dB以上的差值。

　　Cx電容器高頻阻抗頻率特性是一個關系電磁騷擾抑制效果的重要參數(shù)。電容器在高頻使用時等效為r（等效串聯(lián)電阻）+c+L（等效串聯(lián)電感）電路。由于電容器自身的固有電感（即等效串聯(lián)電感）存在，在頻率低的范圍，電容器電抗呈容性，在頻率高的范圍，電容器電抗呈感性，這時抑制騷擾的能力就明顯下降。電容器的固有引線電感越小和騷擾源的高頻內(nèi)阻抗越大，則抑制騷擾的效果越好。

　　首先，從電磁騷擾源產(chǎn)生的機理人手，查找輻射騷擾源的所在，從根本上降低其產(chǎn)生輻射騷擾噪聲的電平。在輸出電壓比較低的情況下，輸出整流器和平滑電路的干擾可能比較

　　嚴重+通過減小環(huán)路面積可以抑制di／dt環(huán)路產(chǎn)生的磁場輻射。整流及續(xù)流二極管工作在高頻開關狀態(tài)，也是個高頻騷擾源。二極管的引線寄生電感、結電容的存在以及反向恢復電流的影響，使之工作在很高的電壓及電流變化率下，且產(chǎn)生高頻振蕩，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。

　　C4及Cs的引線和連接地引線應盡量短，以使接地阻抗盡量小，噪聲能經(jīng)過電容旁路到地線，C4及C5取較大電容量濾波效果好，但是，隨著電容量的增加泄漏電流也增加了，而泄漏電流值是電氣安全中的重要指標，決不允許超過規(guī)定數(shù)值一一般的漏電流限制是3.5 mA，此桌面式塑殼開關電源屬手持式設備，最大漏電流限制為O．75 mA，實測值為O.55mA。

　　電源輸入線纜要短，濾波器盡量靠近輸入端口，避免濾波器輸入輸出發(fā)生耦合，而失去濾波作用。接地盡量簡短可靠，減小高頻阻抗，使干擾有效旁路。經(jīng)過數(shù)次整改后，得到滿意的結果如圖7所示。

　　

　　2．3輻射騷擾的抑制

　　輻射騷擾足指由任何部件、天線、電纜或連接線輻射的電磁干擾。

　　通常在電路元件布局上，應盡量使輸入交流和輸出直流插座（包括引線）分開并遠離。采用一端輸入另一端輸出是．種合理的布局。但考慮電源內(nèi)部散熱通風，該電源采用圖2的散熱結構。不可回避的問題是輸入輸出線纜之間可能發(fā)生空間耦合，當有高頻傳導電流通過時就會產(chǎn)生強烈的輻射。

　　首先，從電磁騷擾源產(chǎn)生的機理入手，查找輻射騷擾源的所在，從根本上降低其產(chǎn)生輻射騷擾噪聲的電平。在輸出電壓比較低的情況下，輸出整流器和平滑電路的干擾可能比較嚴重，通過減小環(huán)路面積可以抑制di／dt環(huán)路產(chǎn)生的磁場輻射。整流及續(xù)流二極管工作在高頻開關狀態(tài)，也是個高頻騷擾源。二極管的引線寄生電感、結電容的存在以及反向恢復電流的影響，使之工作在很高的電壓及電流變化率下，且產(chǎn)生高頻振蕩，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。

　　鐵氧體磁環(huán)和磁珠使用方便，價格便宜，抑制電磁干擾效果明顯。鐵氧體電感的等效電路為由電感L和電阻R組成的串聯(lián)電路，L和R都是頻率的函數(shù)。電阻值隨著頻率增加而增加，這樣就構成了一個低通濾波器。低頻時R很小，L起豐要作用，電磁干擾被反射而受到抑制；高頻時R增大，電磁干擾被吸收并轉(zhuǎn)換成熱能，使高頻干擾大大衰減。不同的鐵氧體抑制元件，有不同的最佳抑制頻率范圍。通常磁導率越高，抑制的頻率就越低。此外，鐵氧體的體積越大，抑制效果越好。在體積一定時，長而細的形狀比短而粗的抑制效果好，內(nèi)徑越小抑制效果也越好。鐵氧體抑制元件應當安裝在靠近干擾源的地方。對于輸入、輸出電路，則應盡量靠近屏蔽殼的進、出口處。

　　整流二極管使用肖特基二極管，其陽極套鐵氧體磁珠（φ3.5×φ1．3×3．5），直流輸出線纜用鐵氧體磁環(huán)繞（φ13．5×φ7.5×7）2.5圈且靠近出口處。整改后輻射干擾最大處下降了約lOdB，但40MHz和100 MHz處余量較小，準峰值測試僅有5dB裕量。考慮到認證過程繁瑣，周期長，而且各個認證檢測服務中心之間允許有2～3dB的誤差，產(chǎn)品的預測應在6dB以上的裕量為合適，如圖8所示。

　　

　　鐵氧體磁珠、鐵氧體磁環(huán)的使用對騷擾源噪聲的抑制有了較大改善，如仍還不能滿足要求，只好采用屏蔽措施，在輸入輸出之間用2mm厚的鋁板隔離，以切斷通過空間耦合形成的電磁噪聲傳播途徑。結果輻射騷擾噪聲裕量達到了12dB以上，抑制噪聲效果相當明顯。通過以上措施大3m法電波暗室與IOm法電波暗室測試規(guī)定限值的轉(zhuǎn)換：由于標準GB9254認定ITE（信息技術設備）在10m測量距離處得到輻射騷擾限值，而較多的EMC檢測服務中心是在3m電波暗室內(nèi)測試，因為場強大小與距離成反比，所以在3m法中測得的噪聲電平比在10m法時的噪聲電平值要下降10 dB。

　　圖4、圖8、圖9是由3m法電波暗室測得，其輻射騷擾限值為30～230MHz準峰值限值40dB，230～1000MHz準峰值限值47dB。圖10是由10m法電波暗室測得，圖9與圖lO比較，輻射噪聲波形相差不多。僅在兒個頻率點的噪聲電平略有增加。

　　

　　3 結語

　　經(jīng)過以上的整改后，再次測試l80W電源的電磁兼容完全達到了設計要求。在電源設計初期解決EMI問題，結構尚未定型，可選用的方法多，有利于降低成本。

　　除以上所述的抑制措施外，還有其它一些方案，但設計方案都要兼顧電源成本。

　　與EMI相關的因素多且復雜，僅做到上述的幾點是遠遠不夠的，還有接地技術、PCB布局走線等都是很重要的。電磁兼容的設計任重而道遠，我們要不斷進行研究，以使我國的電子產(chǎn)品電磁兼容水平與國際同步。