汽車(chē)電子系統(tǒng)降壓型BUCK變換器的設(shè)計(jì)技巧

　目前高頻高效的DCDC 變換器在汽車(chē)電子系統(tǒng)中的應(yīng)用越來(lái)越多。

　　高的開(kāi)關(guān)頻率可以使用較小的功率電感和輸出濾除電容，從而在整體上減小的系統(tǒng)的尺寸，提高系統(tǒng)的緊湊性，并降低系統(tǒng)的成本；高的工作效率可以提高汽車(chē)電池的使用時(shí)間，降低系統(tǒng)的功率損耗，從而減小系統(tǒng)的發(fā)熱量，優(yōu)化系統(tǒng)的熱設(shè)計(jì)，并進(jìn)一步提高系統(tǒng)的可靠性。

　　但高的開(kāi)關(guān)頻率會(huì)降低系統(tǒng)的工作效率，因此在設(shè)計(jì)時(shí)必須在開(kāi)關(guān)頻率和工作效率之間作一些折衷處理。本文主要針對(duì)DCDC 降壓型BUCK 變換器應(yīng)用于汽車(chē)電子系統(tǒng)時(shí)，探討包括上述問(wèn)題在內(nèi)的一些設(shè)計(jì)技藝和注意事項(xiàng)，而且這些問(wèn)題往往是工程現(xiàn)在設(shè)計(jì)時(shí)容易忽略的細(xì)節(jié)。

　　1 實(shí)際的最小及最大輸入工作電壓

　　1.1 開(kāi)關(guān)頻率

　　開(kāi)關(guān)頻率必須在效率，元件的尺寸，最小的輸入與輸出電壓差，最大輸入電壓之間進(jìn)行折衷處理。高的開(kāi)關(guān)頻率可以減小電感和電容的值，因此可以使用較小體積和尺寸的電感和電容，并降低成本。但高的開(kāi)關(guān)頻率會(huì)降低效率，并降低實(shí)際的最大的工作輸入電壓，以及要求更高的輸入輸出電壓差。

　　最高的開(kāi)關(guān)頻率可以由下式計(jì)算：



　　其中： f _{S（MAX ）}為最大的開(kāi)關(guān)頻率，t_ON（MIN） 為開(kāi)關(guān)管要求的最小的導(dǎo)通時(shí)間，  V_D 為續(xù)流二極管的正向壓降，  V_OUT 為輸出電壓，  V_IN 為正常工作的輸入電壓，  V_{DS （ON ）} 為開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通壓降。

　　上式表明： t _ON（MIN） 一定時(shí)，低的占空比要求更低的開(kāi)關(guān)頻率才能保證系統(tǒng)安全的操作。同樣的，低的開(kāi)關(guān)頻率允許更低的輸入輸出電壓差。

　　輸入電壓依賴(lài)于開(kāi)關(guān)頻率的主要原因在于PWM控制器的具有最小的開(kāi)通t _ON（MIN）  和最小關(guān)斷時(shí)間 t _OFF（MIN） 。如果其取值為150ns，也就是說(shuō)開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)導(dǎo)通時(shí)間至少要持續(xù)150ns ， 低于150ns 可能導(dǎo)致MOSFET無(wú)法正常的開(kāi)啟；同樣的，開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)關(guān)斷的時(shí)間至少要持續(xù)150ns，低于150ns可能導(dǎo)致MOSFET無(wú)法正常的關(guān)斷。這意味著最小的占空比和最大的占空比為：



　　上式表明：開(kāi)關(guān)頻率降低時(shí)占空比的范圍增加，優(yōu)化的開(kāi)關(guān)頻率必須保證系統(tǒng)具有足夠的輸入工作電壓范圍，同時(shí)使電感和電容盡量的小。

　　1.2 實(shí)際的最大輸入工作電壓

　　通常芯片的輸入電壓有一定額定的工作電壓范圍，除了額定的工作電壓的限制，實(shí)際的輸入工作電壓還要受到其它一些條件的限制。最小的實(shí)際輸入工作電壓通常由最大的占空比來(lái)決定。BUCK 變換器的占空比為：



　　在輸入電壓最高時(shí)，占空比最小。最大的實(shí)際輸入工作電壓由PWM控制器最小的占空比決定：



　　如果輸出在起動(dòng)或短路的工作條件下，輸入的電壓必須低于以下的計(jì)算結(jié)果：



　　由此可知：低的開(kāi)關(guān)頻率可以在更高的輸入電壓時(shí)安全的操作。最短導(dǎo)通時(shí)間 t _ON（MIN） 是每個(gè)控制器能夠接通高端MOSFET的最短持續(xù)時(shí)間。它由內(nèi)部定時(shí)延遲以及接通高端MOSFET所需要的柵極電荷量決定。低占空比的應(yīng)用可以接近該最短導(dǎo)通時(shí)間限制，并應(yīng)注意確保：



　　如果輸出的電壓處于調(diào)節(jié)的狀態(tài)，系統(tǒng)也不是起動(dòng)和短路狀況，輸入電壓大于允許的實(shí)際最大輸入工作電壓，系統(tǒng)仍然可以工作，而與工作頻率無(wú)關(guān)。在這種狀況下，占空比降到最短接通時(shí)間能調(diào)節(jié)的水平以下，控制器將開(kāi)始進(jìn)入跳脈沖工作方式，即一些脈沖將被跳掉以維持輸出電壓的調(diào)節(jié)，此時(shí)輸出的電壓和電流紋波比正常工作狀態(tài)時(shí)輸出的電壓和電流紋波大。

　　通常，當(dāng)峰值檢測(cè)電壓下降時(shí)， 每個(gè)控制器的最短接通時(shí)間將逐步增加，如在輕負(fù)載條件下，最短接通時(shí)間將逐步增加，在具有低紋波電流的強(qiáng)制連續(xù)操作應(yīng)用中這一點(diǎn)特別重要，在這種情況下占空比降至最短接通時(shí)間限制以下，就會(huì)發(fā)生明顯的跳脈沖現(xiàn)象，電流和電壓的紋波會(huì)明顯的的增加。另外，電感的飽和電流通常取輸出電流的1.3倍以上，對(duì)于一些惡劣的工作條件如起動(dòng)和輸出短路以及高的輸入電壓，電感的飽和電流必須取更大的值，以保證系統(tǒng)安全的工作。

通常開(kāi)關(guān)頻率是固定，但是一些使用外部電阻設(shè)置開(kāi)關(guān)頻率的同步BUCK 控制器可以加一個(gè)穩(wěn)壓管Z1 和限流電流R1 實(shí)現(xiàn)在輸入電壓增加時(shí)，降低開(kāi)關(guān)頻率，從而擴(kuò)大輸入電壓的范圍，如圖1 所示。



圖1：高輸入電壓時(shí)降頻工作電路

　　這個(gè)電路帶來(lái)的問(wèn)題時(shí)，在高輸入電壓時(shí)，由于頻率降低，而電感值又一定，所以輸出的電流和電壓紋波增加。頻率在較寬的范圍內(nèi)變化，電感無(wú)法優(yōu)化的工作，環(huán)路的補(bǔ)償無(wú)法優(yōu)化。通過(guò)增加穩(wěn)壓管Z2 和限流電流R2 來(lái)設(shè)定系統(tǒng)的最低工作頻率，從而限制頻率變化的范圍。

　　1.3 實(shí)際的最小的輸入工作電壓

　　在輸入電壓最低時(shí)，占空比最大。使用同步BUCK 控制器，最小的實(shí)際輸入工作電壓由PWM 控制器最大的占空比決定：



　　最小工作電壓與最小關(guān)斷時(shí)間 t _OFF（MIN） 的關(guān)系為：



　　由上式可知： t  _OFF（MIN）一定時(shí)，高的開(kāi)關(guān)頻率將增加實(shí)際的最小的輸入工作電壓。若要更低的輸入工作的電壓，可以使用低的開(kāi)關(guān)頻率。在一些同步BUCK 控制器中，當(dāng)輸入和輸出的壓差降低到一定的值時(shí)，系統(tǒng)將進(jìn)入占空比為100%的全導(dǎo)通或LDO 控制方式。

　　2瞬態(tài)最大峰值輸入電壓

　　隨著電池供電設(shè)備越來(lái)越多進(jìn)入移動(dòng)應(yīng)用領(lǐng)域，人們使用汽車(chē)的點(diǎn)煙器接通電源以使電池組在汽車(chē)行駛期間儲(chǔ)存電能甚至再充電。但接通前，注意：在接通到極惡劣的電源上，汽車(chē)內(nèi)的主電源電纜產(chǎn)生一些潛在的瞬變，包括負(fù)載突降及電壓電壓倍增。負(fù)載突降是電池電纜松動(dòng)的結(jié)果。當(dāng)電纜連接中斷時(shí)，交流發(fā)電機(jī)中的磁場(chǎng)會(huì)會(huì)產(chǎn)生一個(gè)高達(dá)60V 的正尖峰電壓，它能在幾百毫秒中衰變。電池電壓倍增是24V跳躍式起動(dòng)時(shí)性能比12V 更快讓冷車(chē)發(fā)動(dòng)的結(jié)果。

　　圖2 是保護(hù)DCDC 轉(zhuǎn)換器不受汽車(chē)電源線損壞的最簡(jiǎn)單直接的方法。

　　瞬態(tài)抑制器在負(fù)載突降期間對(duì)輸入電壓進(jìn)行箝位。注意：瞬態(tài)抑制器不應(yīng)在雙倍電池電壓操作時(shí)導(dǎo)通，但仍必須將輸入電壓箝位在轉(zhuǎn)換器的擊穿電壓之下。



圖2：輸入TVS 保護(hù)電路[!--empirenews.page--]

　　陶瓷電容的尺寸小，阻抗低，工作的溫度范圍寬，很適合應(yīng)用汽車(chē)電子中BUCK 變換器的輸入端旁路電容。但是在BUCK 變換器的輸入端插入工作的電源時(shí)，即熱插入，如汽車(chē)的點(diǎn)煙器，這些陶瓷電容會(huì)產(chǎn)生應(yīng)用的問(wèn)題：低損耗的陶瓷電容與連接線的雜散電感由低阻抗的電源形成欠阻尼諧振環(huán)，產(chǎn)生振蕩，在BUCK 變換器的輸入端產(chǎn)生二倍的輸入電源電壓的尖峰，從而超過(guò)BUCK 變換器的輸入端允許的額定電壓，損壞器件。在這種工作條件下，必須設(shè)計(jì)輸入的吸收網(wǎng)絡(luò)阻止輸入電壓的過(guò)沖尖峰。下面的的波形展示了BUCK 變換器由一根6 英尺的雙絞線連接到24V 電源時(shí)的波形。圖3 是輸入僅加4.7uF 陶瓷電容的響應(yīng)。輸入電壓的振鈴的峰值為50V，輸入電流的峰值為26A。



圖3：輸入僅加4.7uF陶瓷電容的響應(yīng)

　　使用阻尼振蕩可以降低峰值的電壓，形成阻尼振蕩有二個(gè)方法：①輸入的陶瓷電容增加一個(gè)串聯(lián)電阻；②使用電解電容。鋁電解電容有高的ESR，可以形成阻尼，減小振蕩的過(guò)沖；其電容可以濾除低頻的紋波，此外，對(duì)系統(tǒng)的效率稍有提高。只是其體積相對(duì)較大。圖4為一個(gè)22uF的電解電容和一個(gè)4.7uF的陶瓷電容并聯(lián)加在輸入端時(shí)的響應(yīng)，陶瓷電容濾除高頻紋波。輸入電壓的峰值明顯降低。



圖4：輸入為22uF電解電容并聯(lián)4.7uF陶瓷電容的響應(yīng)

　在輸入端加一個(gè)0.7歐姆的串聯(lián)電阻也可以減小電壓過(guò)沖，同時(shí)減小峰值的電流，0.1uF小的陶瓷電容濾除高頻紋波。如圖5（a）所示。

　　與電解電容方法相比，這種方法體積小成本低，在高的輸入電壓時(shí)對(duì)系統(tǒng)的效率影響并不大。但輸入電壓相對(duì)較低時(shí)，系統(tǒng)的效率略有降低。



（a）



(b)

圖5：輸入加串聯(lián)電阻的響應(yīng)

　　3 散熱設(shè)計(jì)

　　功率MOSFET 選擇標(biāo)準(zhǔn)中包含導(dǎo)通電阻 R _{DS （ON ）} ，密勒電容C _MILLER  ，輸入電壓和最大電壓和最大輸出電流。C_MILLER  可由MOSFET 的產(chǎn)品數(shù)據(jù)手則給出的柵極充電曲線近似求出。C _MILLER 等于柵極電荷沿橫軸的增加，而曲線大約由VDS 的規(guī)定變化水平分割，然后由此結(jié)果與應(yīng)用中施加的VDS 和柵極的充電曲線規(guī)定VDS 比值相乘。工作CCM 時(shí)高端和低端的MOSFET 占空經(jīng)由下式給出：

　　主開(kāi)關(guān)管占空比：D   = V_OUT /VIN。

　　同步開(kāi)關(guān)管占空比：V _IN -V_OUT /V_IN 。

　　最大輸出電流條件下MOSFET 的功耗由下式給出：



　　式中：δ是R  _{DS （ON ）} 的溫度系數(shù)， R  _DR約為4 歐姆，是在MOSFET 密勒門(mén)限電壓條件下有效驅(qū)動(dòng)電阻， V  _THMIN是典型的MOSFET 的最小門(mén)限電壓。

　　兩個(gè)MOSFET 均具有I²R 損耗，而高端N 溝道的公式中包含一個(gè)用于計(jì)算轉(zhuǎn)換損耗的附加項(xiàng)，這在高輸入電壓條件最大。當(dāng)V_IN<20V時(shí)采用較大的MOSFET 通?？商岣叽箅娏鞯男?，而當(dāng)V_IN>20V 時(shí)轉(zhuǎn)換損耗迅速增加。這時(shí)采用具有較高 R _{DS （ON ）}器件和較低 C _MILLER實(shí)際上可提供更高的效率。同步MOSFET 在高輸入電壓下，當(dāng)高端工作于低占空比時(shí)或短路期間，同步管接近100%時(shí)間里處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，此時(shí)損耗最大。1+δ 項(xiàng)通常以一個(gè)歸一化的 R _{DS （ON ）} 與溫度的關(guān)系曲線形式提供給MOSFET，但對(duì)于低壓MOSFET，δ =0.005/℃可被用作一個(gè)近似值。

　　肖特基二極管在兩個(gè)功率MOSFET 導(dǎo)通期間的死區(qū)導(dǎo)通，可以防止低端MOSFET 的體內(nèi)二極管導(dǎo)通，在死區(qū)時(shí)間儲(chǔ)存電荷，形成反向恢復(fù)。在高VIN 條件下會(huì)導(dǎo)致效率減小至少3%。由于流過(guò)的平均電流相對(duì)較小，因此采用1 或3A 的肖特基二極管是一個(gè)較好的方案。

　　較大的二極管因其具有的結(jié)電容較大故會(huì)產(chǎn)生額外的轉(zhuǎn)換損耗。

　　效率與芯片的最高工作溫度相關(guān)。汽車(chē)電子所用的芯片通常為I或H級(jí)，對(duì)于I級(jí)，芯片的結(jié)溫必須小于125°C，對(duì)于H級(jí)，芯片的結(jié)溫必須小于150°C。對(duì)于許多單芯片的BUCK控制器，在低的環(huán)境溫度下，結(jié)溫一般不是問(wèn)題。但對(duì)于I級(jí)，環(huán)境溫度高于85°C時(shí)，必須小心仔細(xì)的進(jìn)行電路的設(shè)計(jì)以保證芯片能夠充分的散熱。對(duì)于H級(jí)，環(huán)境溫度高于125°C時(shí)，必須對(duì)最大的允許工作電流進(jìn)行降額設(shè)計(jì)。

　　結(jié)溫通過(guò)芯片的功率損耗乘以結(jié)到環(huán)境的熱阻Rja進(jìn)行計(jì)算。滿(mǎn)載時(shí)芯片的溫升幾乎完全不依賴(lài)于輸入電壓，不加散熱器時(shí)，熱阻取決于PCB的設(shè)計(jì)。在單芯片底部通常有一個(gè)裸露的襯墊，因此設(shè)計(jì)PCB時(shí)必須在對(duì)應(yīng)的位置也相應(yīng)的制作這樣的一個(gè)大銅皮焊盤(pán)，同時(shí)這個(gè)大焊盤(pán)通過(guò)一些過(guò)孔連接到其它的地層平面，以利于散熱。

　　4 輸入短路和反接保護(hù)

　　如果電感的飽和電流足夠大，BUCK控制器短路時(shí)由于具有短路保護(hù)功能，因此不會(huì)產(chǎn)生損壞。在一些電池充電系統(tǒng)中以及用電池作備份的系統(tǒng)中，電池以及其它的一些電源通過(guò)二極管以&ldquo;與”的形式一起共同連接到BUCK控制器的輸出端時(shí)，當(dāng)BUCK控制器輸入端斷開(kāi)時(shí)，輸出端仍有高的電壓。注意到BUCK控制器通常有一個(gè)/SHDN管腳到控制系統(tǒng)的工作與關(guān)斷，低電平有效，通常以作SS軟起動(dòng)功能。一般此管腳通過(guò)一個(gè)電阻或直接連接到輸入端。當(dāng)輸入端浮空時(shí)，輸出電壓通過(guò)電感，內(nèi)部高端的MOSFET反向并聯(lián)寄生二極管到輸入端，/SHDN管腳為高電平，這樣，BUCK控制器內(nèi)部的電路通過(guò)電感從輸出電壓吸取幾個(gè)毫安的靜態(tài)的工作電流，影響電池的使用時(shí)間。當(dāng)然如果/SHDN管腳為低電平，則此靜態(tài)的工作電流為0。如果輸入短路，輸出電壓通過(guò)電感，內(nèi)部高端的MOSFET反向并聯(lián)寄生二極管到輸入端，從而導(dǎo)致輸出電壓也短路，這樣電池將會(huì)快速的放電。下圖就是防止電池在輸入短路狀況下反向放電的保護(hù)電路，D4也防止輸入的反接，只有在有輸入電壓里系統(tǒng)才工作。



圖6：防止輸入短路時(shí)輸出備份電池反向放電電路

　　結(jié)論

　　1 合適的開(kāi)關(guān)頻率可以保證系統(tǒng)具有足夠的輸入工作電壓范圍，同時(shí)使電感和電容的尺寸和體積最小。

　　2 實(shí)際最大的輸入工作電壓由MOSFET所要求的最短導(dǎo)通時(shí)間決定，實(shí)際最小的輸入工作電壓由MOSFET所要求的最短關(guān)斷時(shí)間決定。

　　3 必須抑制輸入瞬態(tài)電壓，檢查散熱設(shè)計(jì)，增加輸入短路和反接保護(hù)電路才能保證系統(tǒng)的安全工作。