3.3系統(tǒng)硬件設計
功率分析儀硬件設計采用，兩段式設計，即主機以及探頭兩部分。探頭部分設計包括微波模塊，分頻模塊和功率檢波模塊(分頻模塊將在頻率測量設計部分加以介紹)。主機部分主要是：電源，數(shù)據(jù)采集模塊，F(xiàn)PGA以及ARM控制部分，同時液晶顯示屏和鍵盤等外部輸入設備也包含于其中。
3.3.1探頭部分設計
3.3.1.1微波模塊
微波模塊包括前端一路輸入，衰減器，功分器，后端的二路輸出和模塊控制信號輸入端。射頻脈沖信號通過射頻同軸連接器將射頻信號注入系統(tǒng)中，射頻同軸連接器采用SMA螺紋連接，阻抗50歐，和系統(tǒng)阻抗相匹配。后端兩路是經(jīng)過微波模塊處理的輸出，包括功率輸出和頻率輸出。模塊控制信號主要是微波模塊的電源控制和信號通道切換，衰減切換。
微波模塊的控制信號主要包括三類：電源控制、開關控制、衰減控制。電源實現(xiàn)內(nèi)外電源的連接。主要包括+5v、-5v和地三部分。FPGA通過開關控制信號控制微波模塊內(nèi)部的選通開關，切換頻率，功率。微波模塊內(nèi)部的功分器用于將信號分成兩路相位相同、幅值相等的信號，送入功率輸出端和頻率輸出端。微波模塊的衰減網(wǎng)絡設計將下一節(jié)衰減電路中進行詳細介紹。微波模塊的硬件框圖如圖3-3所示。
3.3.1.2衰減電路
為了擴大功率測量的范圍和測量的精讀，使用了衰減測量的方法。功率衰減是指對解調(diào)前的信號進行衰減，可以擴大檢波器的檢波范圍，提高檢波精度。后端衰減是對進行解調(diào)以后的信號進行衰減控制，主要用來提高A/D轉(zhuǎn)換的范圍。
功率衰減是通過微波模塊內(nèi)部的衰減網(wǎng)絡實現(xiàn)控制。功率衰減網(wǎng)絡是由精密衰減器和數(shù)字控制兩部分組成。衰減器部分由N組用精密電阻組成的Π型網(wǎng)絡，按照阻抗匹配的原則，用微型繼電器來切換，組成總衰減量為NdB，變化步長為N dB的衰減器。基本的Pi型衰減器工作原理如下圖3-4所示：
L1是直通路徑，直接連接兩個單刀開關，L2接有Π型固定衰減電阻網(wǎng)絡。假定L1的傳輸衰減為IL1，L2的傳輸衰減為IL2 + X dB，其中，X dB為Π形衰減網(wǎng)絡的衰減量。每一位的衰減量A tt可由公式(1)表示為：
采用硅薄膜電阻工藝的固定衰減器直接安裝在腔體上。該衰減器體積小、穩(wěn)定性高、可承受較大功率，在射頻段仍能保持平坦的衰減特性。開關由工作于導通與截止兩個穩(wěn)定狀態(tài)的PIN二極管組成，受溫度影響較小;衰減電阻具有較好的溫度穩(wěn)定性;Π型網(wǎng)絡本身具有自溫度補償作用，因此衰減器可在-55～85℃溫度范圍保持幾乎恒定的衰減，開關-固定衰減器結(jié)構(gòu)能夠保持良好的匹配。
根據(jù)檢波電路的最佳工作范圍，以及功率檢波芯片功率測量范圍，在功率測量中，對微波衰減網(wǎng)絡的衰減網(wǎng)絡選擇了0、20dBm的衰減控制。微波模塊內(nèi)部的衰減網(wǎng)絡的衰減控制端連接FPGA.由ARM通過FPGA產(chǎn)生控制信號送至功率衰減器實現(xiàn)對輸入功率信號進行0dB或20dB的衰減。
3.3.3射頻包絡檢波模塊
在本設計中對數(shù)檢波芯片的輸入阻抗為50，當被測設備不是標準信號發(fā)生設備時，為保證阻抗匹配，并且信號能準確的注入后級射頻檢波芯片輸入端。前端設計的功率衰減網(wǎng)絡在提供功率衰減的同時，同時提供與系統(tǒng)特性阻抗匹配的輸入輸出阻抗，通過調(diào)整接地的分流電阻阻值，保證衰減輸出阻抗為50，達到與對數(shù)檢波芯片的輸入阻抗相匹配的目的。
3.3.3.1峰值檢波電路
檢波器是射頻技術(shù)中的常規(guī)部件之一，在射頻信號檢測、自動增益控制、功率檢測、穩(wěn)幅的應用中是關鍵性部件。在許多場合，要求檢波器在寬頻帶內(nèi)具有良好的駐波特性、功率平坦度、高靈敏度。
AD8318是基于半導體的單片檢測器，優(yōu)于傳統(tǒng)的產(chǎn)品，它比模塊解決方案有更高的性價比，比基于分立二極管的檢測器有更高的精確度，采用ADI公司的XFCB-3SiGe生產(chǎn)技術(shù)，能提供較快的速度、精確度和溫度穩(wěn)定性。AD8318兼?zhèn)涓呔群蛯拕討B(tài)范圍的獨特結(jié)合，使其適用于許多種類的無線通信基礎設備，包括GSM，CDMA和W-CDMA蜂窩基站以及WLAN802.11應用和點對點固定無線系統(tǒng)中，進行接收信號強度指示和發(fā)射功率水平檢測。AD8318的基本特性如下：
(1)頻帶范圍寬：能夠精確測量1MHz~8GHz帶寬內(nèi)RF信號的功率;
(2)動態(tài)范圍大，精確度高：在5GHz時，動態(tài)范圍超過55dB，精確度優(yōu)于+1dB;在8GHz時，動態(tài)范圍超過58dB，精確度優(yōu)于+3dB;
(3)穩(wěn)定性好：溫度漂移能調(diào)整到所需的頻段，從-40℃到85℃的穩(wěn)定度優(yōu)于+0.5dB，完全能夠達到規(guī)定的技術(shù)指標;
(4)用電壓來表示輸入信息的大小;
(5)低噪音，輸入電源噪音1.15nV/ √Hz;
(6)+5V單電壓供電，最大電流僅為68mA，最小功耗僅為1.5mW;
(7)集成了一個片內(nèi)溫度傳感器，它能夠提供2mV/℃輸出電壓用于額外的溫度補償和系統(tǒng)監(jiān)控;
(8)提供8ns最快輸出響應，適合用于突發(fā)RF脈沖檢測;
(9)采用小外形的4mm*4mm，16腳引腳架構(gòu)芯片級封裝。
AD8318的內(nèi)部結(jié)構(gòu)決定了它優(yōu)異的性能，除包含前文所述的雙平方單元外
如圖3-5所示。它有一個有9個放大單元組成級聯(lián)放大鏈，每一個放大單元都可實現(xiàn)8.7dB的電壓增益，它們來實現(xiàn)AD8318的對數(shù)功能。由于精確的偏置設計，在溫度超過額定值和輸入信號變化超出額定范圍的情況下，增益依然很穩(wěn)定。信號從INHI端輸入，通過級聯(lián)的放大單元，由于每個放大單元的增益都是直流耦合的，信號通過每個放大單元時逐級被放大，因此最后的增益是非常大的。在每一個增益輸出端都有一個具有平方作用的檢波器對信號進行整形，而且在AD8318內(nèi)部有一個補償反饋電路對信號進行補償。通過一系列的措施使得輸出信號非常精確。因此從INHI輸入RF信號電壓通過放大后轉(zhuǎn)換成一個隨輸入信號幅度變化的差動電流信號，此差動電流信號的均值隨輸入的RF的電平不同而不同。電流波形經(jīng)整形并經(jīng)濾波后，經(jīng)過電流電壓轉(zhuǎn)換成電壓輸出，這樣就將輸入信號功率轉(zhuǎn)換為輸出電壓值的變化，我們只需要按照輸出電壓幅度與輸入信號功率的對應關系公式，就可以計算出被測信號當前時刻功率值。
輸出電壓幅度與輸入信號功率呈如下線性對數(shù)對應關系：
其中，X是VSET = VOUT /X式中的反饋因子，在電路中可調(diào)為1或2(通過改變VOUT與VSET引腳間的電阻以及VSET腳與地之間的電阻的阻值來調(diào)節(jié)); VSLOPE /DEC是-500mV/decade;VSLOPE /dB大約為-25mV/dB,VINTERCEPT是輸入-輸出關系曲線上X截取的對數(shù)線性部分。對正弦波輸入信號而言，VINTERCEPT是+7dBV.同時，AD8318片內(nèi)對檢波信號加了0.5V的偏置電壓(VOFFSET)，所以輸出信號的最小值為X* VOFFSET.也就是說當X=1時，VOUT的最小值為0.5V. AD8318有控制模式和測量模式可以選擇，根據(jù)OUT V腳的不同接法可選擇不同的模式，我們選擇AD8318的測量模式。圖3-7所示為AD8318的連接圖：[!--empirenews.page--]
此時AD8318的輸入輸出關系曲線的斜率為-50mV/dB，檢波輸出信號的幅度范圍是0.5V～2.5V(對應于輸入范圍：-60dBm～0dBm)。
3.3.3.2反向器電路根據(jù)前文所述可以看出，AD8318的輸入輸出關系曲線的斜率為-50mV/dB，隨著輸入信號功率的增大，檢波輸出電壓值不斷減小。由于本設計采用的示波顯示方式，這樣的反比例關系不利于用戶的觀測，同時為了減小后級電路對檢波輸出可能造成的影響，所以在AD8318之后加入一級運放，連接方式為反向跟隨模式。
由于在AD8318之后的信號頻率較低(最高為60MHz左右)，所以運放選用TSH11，TSH11的特點是輸入阻抗大，減小對前級的影響。運放與AD8318連接方法如下圖3-8所示：
3.3.4數(shù)據(jù)采集模塊
由圖3-5可見，信號采集通道主要由信號調(diào)理通道、A/D采樣兩個部分組成，以下分別進行介紹。
3.3.4.1信號調(diào)理通道
模擬通道是指信號經(jīng)過檢波之后而到達A/D轉(zhuǎn)換器之前的部分電路。模擬通道主要是對被測信號進行交直流耦合、衰減、放大等控制，使進入A/D轉(zhuǎn)換器之前的信號幅度處在一定的范圍之內(nèi)，以滿足A/D轉(zhuǎn)換器對輸入模擬信號的要求。模擬通道的總體示意圖如圖3-9所示。
通道中的10倍衰減電路采用的是無源衰減網(wǎng)絡，也就是采用電阻分壓原理。這樣的電路在較低頻率時損耗很小，而在高頻時損耗大，需要加入RC補償電路，如圖3-13所示。由圖3-10可見衰減倍數(shù)為Vo/Vi=R2/R1+R2，當R1/R2=9時，Vo/Vi=1/10也就是衰減10倍。圖中，C1，C2為補償電容，C2為可調(diào)電容，調(diào)節(jié)C2可使補償電路達到最佳補償(即滿足R1/R2=C2/C1)。
為了減小對前級的影響，，我們設計中在10倍無源衰減電路之后，加入了阻抗匹配電路，如下圖3-11所示。要求高輸入阻抗，低輸出阻抗，以確保信號傳輸過程中不發(fā)生失真現(xiàn)象。故電路前級采用場效應管，因為其為電壓控制元件，輸入阻抗很大。后半部分采用三極管共集電路接法，保證后級放大電路更好的工作。
由于我們在設計中，在A/D前端加入了一級可變增益放大器，所以對放大電路的信號放大能力要求不高，如圖3-12所示。為了減小對前后級電路的相互影響，這里選用OPA695芯片，其設置為2倍放大時擁有1400MHz帶寬，8倍放大時450MHz帶寬以及低輸入電壓噪聲。能夠較好的起到信號隔離放大的作用。
主放大電路中，運放的電壓放大倍數(shù)為2.其中，C1為超前補償電容，以免放大電路發(fā)生自激震蕩。驅(qū)動放大電路的主要功能是把單端輸入的信號變成差分輸出，并在輸入端加上四個鉗位二極管，使得輸入電壓范圍在-1.0～+1.0之間。在輸入端加上1V共模電壓，使最后進入A/D轉(zhuǎn)換器的信號幅度在0V～2V的范圍內(nèi)以滿足A/D轉(zhuǎn)換器的要求。驅(qū)動放大電路原理圖如圖3-13所示。圖中，運算放大器的增益G計算，滿足如下公式：
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