隨著電力電子技術的高速發(fā)展，電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速發(fā)展。開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制(PWM)控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一成本反轉點。隨著電力電子技術的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關電源技術在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣泛的發(fā)展空間。
開關電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高新技術產品的小型化、輕便化。另外開關電源的發(fā)展與應用在節(jié)約能源、節(jié)約資源及保護環(huán)境方面都具有重要的意義。
SMPS的進展
一直以來，離線式SMPS產業(yè)由功率半導體產業(yè)的功率元件發(fā)展所推動。作為主要的功率開關器件IGBT、功率MOSFET和功率二極管正不斷改良，相應地也是明顯地改善了SMPS的效率，減小了尺寸，重量和成本也隨之降低。由于器件對應用性能的這種直接影響，SMPS設計人員必須比較不同半導體技術的各種優(yōu)缺點以優(yōu)化其設計。例如，MOSFET一般在較低功率應用及較高頻應用(即功率《1000W及開關頻率≥100kHz)中表現較好，而 IGBT則在較低頻及較高功率設計中表現卓越。
導通損耗
除了IGBT的電壓下降時間較長外，IGBT和功率MOSFET的導通特性十分類似。由基本的IGBT等效電路(見圖1)可看出，完全調節(jié)PNP BJT集電極基極區(qū)的少數載流子所需的時間導致了導通電壓拖尾(voltage tail)出現。
圖1 IGBT等效電路
這種延遲引起了類飽和 (Quasi-saturation) 效應，使集電極/發(fā)射極電壓不能立即下降到其VCE(sat)值。這種效應也導致了在ZVS情況下，在負載電流從組合封裝的反向并聯二極管轉換到 IGBT的集電極的瞬間，VCE電壓會上升。IGBT產品規(guī)格書中列出的Eon能耗是每一轉換周期Icollector與VCE乘積的時間積分，單位為焦耳，包含了與類飽和相關的其他損耗。其又分為兩個Eon能量參數，Eon1和Eon2。Eon1是沒有包括與硬開關二極管恢復損耗相關能耗的功率損耗; Eon2則包括了與二極管恢復相關的硬開關導通能耗，可通過恢復與IGBT組合封裝的二極管相同的二極管來測量，典型的Eon2測試電路如圖2所示。
圖2 典型的導通能耗Eon和關斷能耗Eoff 測試電路
開關電源 (Switch Mode Power Supply;SMPS) 的性能在很大程度上依賴于功率半導體器件的選擇，即開關管和整流器。雖然沒有萬全的方案來解決選擇IGBT還是MOSFET的問題，但針對特定SMPS應用中的IGBT 和 MOSFET進行性能比較，確定關鍵參數的范圍還是能起到一定的參考作用。本文將對一些參數進行探討，如硬開關和軟開關ZVS (零電壓轉換) 拓撲中的開關損耗，并對電路和器件特性相關的三個主要功率開關損耗—導通損耗、傳導損耗和關斷損耗進行描述。
在硬開關導通的情況下，柵極驅動電壓和阻抗以及整流二極管的恢復特性決定了Eon開關損耗。對于像傳統CCM升壓PFC電路來說，升壓二極管恢復特性在Eon (導通) 能耗的控制中極為重要。除了選擇具有最小Trr和QRR的升壓二極管之外，確保該二極管擁有軟恢復特性也非常重要。
在硬開關電路中，如全橋和半橋拓撲中，與IGBT組合封裝的是快恢復管或MOSFET體二極管，當對應的開關管導通時二極管有電流經過，因而二極管的恢復特性決定了Eon損耗。
一般來說，IGBT組合封裝二極管的選擇要與其應用匹配，具有較低正向傳導損耗的較慢型超快二極管與較慢的低VCE(sat)電機驅動IGBT組合封裝在一起。相反地，軟恢復超快二極管，可與高頻SMPS2開關模式IGBT組合封裝在一起。
除了選擇正確的二極管外，設計人員還能夠通過調節(jié)柵極驅動導通源阻抗來控制Eon損耗。Eon損耗和EMI需要折中，因為較高的di/dt 會導致電壓尖脈沖、輻射和傳導EMI增加。為選擇正確的柵極驅動阻抗以滿足導通di/dt 的需求，可能需要進行電路內部測試與驗證，然后根據MOSFET轉換曲線可以確定大概的值 (見圖3)。
圖3 MOSFET的轉移特性
假定在導通時，FET電流上升到10A，根據圖3中25℃的那條曲線，為了達到10A的值，柵極電壓必須從5.2V轉換到6.7V，平均GFS為10A/(6.7V-5.2V)=6.7mΩ。
公式1 獲得所需導通di/dt的柵極驅動阻抗
把平均GFS值運用到公式1中，得到柵極驅動電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，FCP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF;于是可以計算出導通柵極驅動阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS值是一條斜線，會在Eon期間出現變化，意味著di/dt也會變化。
同樣的，IGBT也可以進行類似的柵極驅動導通阻抗計算，VGE(avg) 和 GFS可以通過IGBT的轉換特性曲線來確定，并應用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。計算所得的IGBT導通柵極驅動阻抗為100Ω，該值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。
傳導損耗需謹慎
在比較額定值為600V的器件時，IGBT的傳導損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測，并在指明最差情況下的工作結溫下進行的。圖4顯示了在125℃的結溫下傳導損耗與直流電流的關系，圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后， MOSFET的傳導損耗更大。
圖4 傳導損耗直流工作[!--empirenews.page--]
圖5 CCM升壓PFC電路中的傳導損耗
不過，圖4中的直流傳導損耗比較不適用于大部分應用。同時，圖5中顯示了傳導損耗在CCM (連續(xù)電流模式)、升壓PFC電路，125℃的結溫以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的比較曲線。圖中，MOSFET-IGBT的曲線相交點為2.65A RMS。對PFC電路而言，當交流輸入電流大于2.65A RMS時，MOSFET具有較大的傳導損耗。2.65A PFC交流輸入電流等于MOSFET中由公式2計算所得的2.29A RMS。MOSFET傳導損耗、I2R，利用公式2定義的電流和MOSFET 125℃的RDS(on)可以計算得出。把RDS(on)隨漏極電流變化的因素考慮在內，該傳導損耗還可以進一步精確化，這種關系如圖6所示。
圖6 FCP11N60(MOSFET)： RDS(on)隨IDRAIN和VGE的變化
一篇名為“如何將功率MOSFET的RDS(on)對漏極電流瞬態(tài)值的依賴性包含到高頻三相PWM逆變器的傳導損耗計算中”的IEEE文章描述了如何確定漏極電流對傳導損耗的影響。作為ID之函數，RDS(on)變化對大多數SMPS拓撲的影響很小。
在MOSFET傳導極小占空比的高脈沖電流拓撲結構中，應該考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一個電路中，其漏極電流為占空比7.5%的20A脈沖 (即5.5A RMS)，則有效的RDS(on)將比5.5A(規(guī)格書中的測試電流)時的0.32歐姆大25%。
公式2 CCM PFC電路中的RMS電流
式2中，Iacrms是PFC電路RMS輸入電流;Vac是 PFC 電路RMS輸入電壓;Vout是直流輸出電壓。
在實際應用中，計算IGBT在類似PFC電路中的傳導損耗將更加復雜，因為每個開關周期都在不同的IC上進行。IGBT的VCE(sat)不能由一個阻抗表示，比較簡單直接的方法是將其表示為阻抗RFCE串聯一個固定VFCE電壓，VCE(ICE)=ICE×RFCE+VFCE。
圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導損耗，即假定設計目標在維持最差情況下的傳導損耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例，該電路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流輸入電流下工作。它可以傳導超過MOSFET 70% 的功率。
雖然IGBT的傳導損耗較小，但大多數600V IGBT都是PT (Punch Through，穿透) 型器件。PT器件具有NTC (負溫度系數)特性，不能并聯分流。IGBT 在開通過程中，大部分時間是作為MOSFET 來運行的，只是在漏源電壓Uds 下降過程后期， PNP 晶體管由放大區(qū)至飽和，又增加了一段延遲時間。td(on) 為開通延遲時間， tri 為電流上升時間。實際應用中常給出的漏極電流開通時間ton 即為td (on) tri 之和。漏源電壓的下降時間由tfe1 和tfe2 組成。IGBT的觸發(fā)和關斷要求給其柵極和基極之間加上正向電壓和負向電壓，柵極電壓可由不同的驅動電路產生。當選擇這些驅動電路時，必須基于以下的參數來進行：器件關斷偏置的要求、柵極電荷的要求、耐固性要求和電源的情況。因為IGBT柵極- 發(fā)射極阻抗大，故可使用MOSFET驅動技術進行觸發(fā)，不過由于IGBT的輸入電容較MOSFET為大，故IGBT的關斷偏壓應該比許多MOSFET驅動電路提供的偏壓更高。
關斷損耗 —問題尚未結束
在硬開關、鉗位感性電路中，MOSFET的關斷損耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾電流，這與清除圖1中PNP BJT的少數載流子有關。圖7顯示了集電極電流ICE和結溫Tj的函數Eoff，其曲線在大多數IGBT數據表中都有提供。
圖7 本圖表顯示IGBT的Eoff隨ICE及Tj的變化
圖2顯示了用于測量IGBT Eoff的典型測試電路， 它的測試電壓，即圖2中的VDD，因不同制造商及個別器件的BVCES而異。在比較器件時應考慮這測試條件中的VDD，因為在較低的VDD鉗位電壓下進行測試和工作將導致Eoff能耗降低。
降低柵極驅動關斷阻抗對減小IGBT Eoff損耗影響極微。如圖1所示，當等效的多數載流子MOSFET關斷時，在IGBT少數載流子BJT中仍存在存儲時間延遲td(off)I。不過，降低Eoff驅動阻抗將會減少米勒電容 (Miller capacitance) CRES和關斷VCE的 dv/dt造成的電流注到柵極驅動回路中的風險，避免使器件重新偏置為傳導狀態(tài)，從而導致多個產生Eoff的開關動作。
ZVS和ZCS拓撲在降低MOSFET 和 IGBT的關斷損耗方面很有優(yōu)勢。不過ZVS的工作優(yōu)點在IGBT中沒有那么大，因為當集電極電壓上升到允許多余存儲電荷進行耗散的電勢值時，會引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓撲可以提升最大的IGBT Eoff性能。
金屬-氧化層-半導體-場效晶體管，簡稱金氧半場效晶體管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET)是一種可以廣泛使用在模擬電路與數字電路的場效晶體管。MOSFET依照其“通道”的極性不同，可分為n-type與p-type的MOSFET，通常又稱為NMOSFET與PMOSFET，其他簡稱尚包括NMOS FET、PMOS FET、nMOSFET、pMOSFET等。耗盡型與增強型主要區(qū)別是在制造SiO2絕緣層中有大量的正離子，使在P型襯底的界面上感應出較多的負電荷，即在兩個N型區(qū)中間的P型硅內形成一N型硅薄層而形成一導電溝道，所以在VGS=0時，有VDS作用時也有一定的ID(IDSS);當VGS有電壓時(可以是正電壓或負電壓)，改變感應的負電荷數量，從而改變ID的大小。
MOSFET的 Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅動速度、柵極驅動關斷源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數。該電路寄生電感Lx (如圖8所示) 產生一個電勢，通過限制電流速度下降而增加關斷損耗。在關斷時，電流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)決定。如果Lx=5nH，VGS(th)= 4V，則最大電流下降速度為VGS(th)/Lx=800A/μs。
圖8 典型硬開關應用中的柵極驅動電路
總結
在選用功率開關器件時，并沒有萬全的解決方案，電路拓撲、工作頻率、環(huán)境溫度和物理尺寸，所有這些約束都會在做出最佳選擇時起著作用。在具有最小 Eon損耗的ZVS 和 ZCS應用中，MOSFET由于具有較快的開關速度和較少的關斷損耗，因此能夠在較高頻率下工作。
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