一種新型的改善多路輸出電源交叉調(diào)整率的解決方案

　　多路輸出的開關(guān)電源因其體積小、性價(jià)比高廣泛應(yīng)用于小功率的各種復(fù)雜電子系統(tǒng)中。然而伴隨著現(xiàn)代電子系統(tǒng)發(fā)展，其對(duì)多路輸出電源的要求越來(lái)越高，如體積、效率、輸出電壓精度、負(fù)載能力(輸出電流)、交叉調(diào)整率、紋波和噪聲等。其中，交叉調(diào)整率是指當(dāng)多路輸出電源的一路負(fù)載電流變化時(shí)整個(gè)電源各路輸出電壓的變化率，是考核多路輸出電源的重要性能指標(biāo)。受變壓器各個(gè)繞組間的漏感、繞組的電阻、電流回路寄生參數(shù)等影響，多路輸出電源的交叉調(diào)整率一直以來(lái)是多路輸出開關(guān)電源的設(shè)計(jì)重點(diǎn)。

　　目前改進(jìn)交叉調(diào)整率的方法可分為無(wú)源和有源兩類。有源的方法需要增加額外的線性穩(wěn)壓或開關(guān)穩(wěn)壓電路，雖然可以得到較高的交叉調(diào)整率，但卻是以犧牲電源的效率、成本為代價(jià)的，且從可靠性和復(fù)雜性也不如無(wú)源的方法好。提起無(wú)源交叉調(diào)整率優(yōu)化方法，有經(jīng)驗(yàn)的工程師首先會(huì)想到輸出電壓加權(quán)反饋控制，其次如果選用反激電路還會(huì)通過優(yōu)化變壓器各繞組耦合以及優(yōu)化嵌位電路來(lái)進(jìn)一步優(yōu)化交叉調(diào)整率，如果選用的是正激電路則會(huì)將各路輸出濾波電感耦合在一起來(lái)進(jìn)一步優(yōu)化交叉調(diào)整率?？墒钱?dāng)以上優(yōu)化措施均已采用了，還是無(wú)法滿足設(shè)計(jì)要求時(shí)，通常只好無(wú)奈地添加假負(fù)載用效率來(lái)?yè)Q取交叉調(diào)整率，或改選為成本較高的有源的優(yōu)化設(shè)計(jì)方案。

　　下面介紹一種TDK-Lambda新型的改善交叉調(diào)制率的多路輸出解決方案，此方案可以使得用無(wú)源方法進(jìn)一步提高交叉調(diào)整率。

　　如圖1所示，對(duì)于匝數(shù)相等的兩個(gè)輸出繞組(Ns1=Ns2)，我們?cè)趦蓚€(gè)跳變的同名端跨接一個(gè)電容C1,這樣可以很好地改善交叉調(diào)整率。

　　圖1

　　對(duì)于圖1所示的反激變換器，考慮其各繞組的漏感，可等效為圖2所示電路，Lleak1、Lleak2和Lleak3分別繞組Ns1、Ns2和Np的漏感。

　　圖2

　　由于Ns1=Ns2,在電源整個(gè)工作過程中，始終有Vs1=Vs2,所以電路可以等效為圖3所示，其中Is1和Is2分別為流過繞組Ns1和Ns2的電流。

　　圖3

　　電源穩(wěn)定工作時(shí)，電感Lleak1和Lleak2兩端的平均電壓為0V,所以電容C1兩端的平均直流電壓也為0V.隨著電容C1容值的增大，電容上的紋波電壓會(huì)越來(lái)越小，所以Vo1會(huì)越來(lái)越接近Vo2,即電源的交叉調(diào)整率隨著C1容值的增大會(huì)越來(lái)越好。

　　為了便于分析，我們做出如下假設(shè)：

　　1、忽略電路中二極管的壓降，認(rèn)為壓降為0V。

　　2、電容C1的容值很大，使得C1和漏感Lleak1和Lleak2的諧振周期大于SW1的開關(guān)周期。

　　3、Vo2輸出電壓為反饋檢測(cè)電壓，保持不變，Vo2負(fù)載較重，Vo1為輕負(fù)載，Vo1>Vo2。

　　基于上面假設(shè)，電源工作期間副邊各元件的電流將如圖4所示，Is1和Is2分別為流過繞組Ns1和Ns2的電流，Ip為變壓器原邊電流，ID1和ID2分別為流經(jīng)D1和D2的電流，Vc1是電容C1上的電壓。

　　圖4

　　注：本圖僅示意電壓電流的變化方向

　　為了便于確定電路的初始狀態(tài)，我們以t5時(shí)刻作為電源工作周期的開始，在t5時(shí)刻二極管D1的電流變?yōu)?,電容C1上的電壓Vc1此時(shí)處于最高值，且有：

　　在二極管D1截止后，副邊電路可進(jìn)一步等效為圖5所示電路。因?yàn)閂s

　　圖5

　　到t6時(shí)刻原邊開SW1關(guān)閉合后，Vs電壓被感應(yīng)為負(fù)值(如圖6所示)。在SW1閉合期間電源分兩個(gè)階段工作：變壓器電流由副邊繞組向原邊繞組換流(t6~t7)階段和變壓器儲(chǔ)能(t7~t9)階段。

　　圖6[!--empirenews.page--]

　　在t6~t7期間，ID2>0,二極管D2繼續(xù)導(dǎo)通，

　　由關(guān)系式

　　可知，電流Is1和Is2都快速下降，直到t7時(shí)刻ID1=Is1+Is2=0時(shí)，二極管反向截止，副邊繞組向原邊繞組換流階段結(jié)束。

　　在t7~t9階段，二極管D2反向截止，電流Is1與Is2大小相等，反向相反。

　　電容C1與漏感Lleak1+Lleak2諧振放電， 由于變壓器副邊到原邊換流后Is2仍較大，所以Vc1很快在t8時(shí)刻有正電壓變?yōu)樨?fù)電壓，并反向充電，同時(shí)電流Is2=-Is1開始減小，直到t9(也就是t0)時(shí)刻SW1關(guān)斷。

　　在t0時(shí)刻SW1關(guān)斷，變壓器進(jìn)入由原邊向副邊的換流階段，Vs>Vo2>Vo2+Vc1(此時(shí)Vc1<0)，二極管D2開始，導(dǎo)通，電流Is1和Is2迅速增大，t1時(shí)刻Is1由負(fù)變?yōu)檎?，并?jīng)C1和D2流向Vo2(如圖7所示)。t2時(shí)刻換流結(jié)束，此時(shí)有

　　當(dāng)變壓器原邊電流向副邊換流結(jié)束后，Vs

　　到t3時(shí)刻電容電壓充電到Vs=Vc1+Vo2,并且隨著Vc1的增加有Vs

　　圖7

　　t4時(shí)刻，二極管D1開始導(dǎo)通， 副邊電路又等效為圖3,電流Is1經(jīng)D1流向Vo1, C1電壓被嵌位在Vc1=Vo1-Vo2,而Is1繼續(xù)減小，直到t5時(shí)刻，Is1=0,二極管D1反向截止，電源完成一個(gè)開關(guān)周期的工作。

　　圖8為SW1關(guān)斷期間副邊各支路平均電流流向圖。繞組Ns1和Ns2在輸出的平均電流分別為：

　　由圖4中Vc1的波形可知，在開關(guān)SW1關(guān)斷期間，電容C1的電壓Vc1負(fù)變值為了正值，所以 Ic1>0, 所以可以得出：繞組間跨接電容C1后，在開關(guān)SW1關(guān)斷期間，輸出輕負(fù)載的繞組Ns1的實(shí)際負(fù)載加重了，而輸出重負(fù)載的繞組Ns2的實(shí)際負(fù)載減輕了，所以會(huì)使得交叉調(diào)整率得以改善。

　　圖8

　　目前此方案已經(jīng)成功地應(yīng)用到了TDK-lambda 的CUT75系列產(chǎn)品上。

　　以CUT75-522為例，電源使用環(huán)境如下：

　　輸入電壓：85 ~ 265VAC或 120 ~ 370VDC.

　　負(fù)載范圍： 5V: 0 ~ 8A;

　　+12V: 0 ~ 3A;

　　-12V: 0 ~ 1A。

　　工作溫度： -20 ~ 70℃。

　　通過采在繞組間跨接電容，用無(wú)源的方法成功地將+12V和-12V的交叉調(diào)整率做到了±5%以內(nèi)。下面表1為電源在各種輸出負(fù)載情況下，實(shí)測(cè)的各路輸出電壓的最高值和最低值，以及基于實(shí)測(cè)值計(jì)算的交叉調(diào)整率。

　　表1

　　同時(shí)因?yàn)樵?strong>繞組間跨接電容，可以使得CUT75系列電源在滿足交叉調(diào)整率的情況下，能夠把電源內(nèi)部的假負(fù)載降到了幾乎為零，所以有效的提高了電源的效率，從而使得電源的體積可以做的更小。CUT75系列電源在輸入電壓200VAC時(shí)滿載效率實(shí)測(cè)值已經(jīng)做到了85%,比市場(chǎng)上同類產(chǎn)品提高了約5%,其體積自然也比市場(chǎng)上同類產(chǎn)品要小。

　　市場(chǎng)上能夠滿足±5%交叉調(diào)整率的同類產(chǎn)品，多采用有源的方法來(lái)優(yōu)化交叉調(diào)整率， 而CUT75系列電源采用的是無(wú)源的方法，相比之下CUT75系列電源在可靠性方面更具優(yōu)勢(shì)。

　　CUT75系列電源實(shí)物圖

　　鄭重聲明：

　　此文章僅供學(xué)習(xí)使用，文章中講述的交叉調(diào)整率優(yōu)化方案TDK-Lambda公司已經(jīng)申請(qǐng)了專利，受法律保護(hù)，請(qǐng)勿侵權(quán)!