基于雙環(huán)控制策略的功率因數(shù)校正電源的研制

0 引言

開關(guān)電源已成為電網(wǎng)最主要的諧波源之一[1]。為了減小開關(guān)穩(wěn)壓電源對供電電網(wǎng)的污染和對外部電子設(shè)備的干擾，電源中普遍采用了功率因數(shù)校正(power factor correction，PFC)技術(shù)。功率因數(shù)校正技術(shù)的作用是在電網(wǎng)與負(fù)載之間插入校正環(huán)節(jié)，使輸入電流波形逼近輸入電壓波形，以提高功率因數(shù)并限制開關(guān)電源的諧波電流對電網(wǎng)的污染[2]。

在目前廣泛應(yīng)用的通信電源中，功率級電路拓?fù)湟话惴譃閮杉?，前級是功率因?shù)校正電路，后級是DC/DC變換電路[3]。這種對功率分別進(jìn)行兩級變換的控制會造成控制電路設(shè)計(jì)復(fù)雜。

本文中，基于功率因數(shù)校正和脈寬調(diào)制穩(wěn)壓變換一體的開關(guān)電源控制芯片UCC38500，采用電壓和電流的雙閉環(huán)控制方式設(shè)計(jì)了一臺輸出電壓48 V，輸出功率300 W 的功率因數(shù)校正電源樣機(jī)。文中討論了該樣機(jī)的設(shè)計(jì)與控制，給出了試驗(yàn)結(jié)果。

1 工作原理

圖1給出所設(shè)計(jì)的樣機(jī)的電路原理框圖。前級采用Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的PFC 電路，在實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的同時把輸入電壓提升到直流385 V;后級為應(yīng)用雙管正激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的PWM 電路，把385 V直流母線電壓降低到48 V，實(shí)現(xiàn)輸入與輸出的電氣隔離。

前級功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)基于平均電流控制原理，采用電壓控制環(huán)和電流控制環(huán)的雙閉環(huán)控制方式，其中電壓控制環(huán)使Boost電路輸出的直流母線電壓更穩(wěn)定;電流控制環(huán)使輸入電流接近正弦波?？刂七^程如下：經(jīng)取樣的直流母線電壓與基準(zhǔn)電壓信號相比較，通過電壓誤差放大器輸出電壓誤差放大信號。該信號與取樣后的電源正弦半波信號相乘，作為電流誤差放大器的基準(zhǔn)電流信號。被檢測的電感電流，在電壓誤差放大器中與基準(zhǔn)電流相比較，經(jīng)電流誤差放大器后與給定的鋸齒波比較，提供某一數(shù)值的占空比信號，經(jīng)驅(qū)動器輸出驅(qū)動信號，驅(qū)動開關(guān)管，這就形成了電流環(huán)。電流誤差能被迅速而精確地校正，從而保證電流控制精度。

后級DC/DC 功率級變換也采用雙閉環(huán)控制方式。電流內(nèi)環(huán)采用峰值電流控制模式，對開關(guān)電流的峰值進(jìn)行逐個脈沖采樣控制。電壓誤差放大器輸出信號，通過光耦隔離，產(chǎn)生電流參考信號。被采樣電阻檢測的開關(guān)電流與電流參考信號比較，經(jīng)驅(qū)動器輸出兩路隔離的驅(qū)動信號。

2 電路設(shè)計(jì)

電路設(shè)計(jì)基于UCC38500 控制芯片，其PFC 與PWM的開關(guān)頻率比為1∶1。設(shè)計(jì)的主要電路參數(shù)為：

輸入電壓uin=100~265 V;直流母線電壓VBoost=385 V;

電路的開關(guān)頻率為fS=50 kHz;功率因數(shù)PF≈1;輸出功率PO=300 W;輸出電壓VO=48 V。

2.1 前級PFC設(shè)計(jì)

2.1.1 升壓電感的設(shè)計(jì)

升壓電感的大小由PO、紋波電流駐I、占空比D、fS及Vin(min)確定。有如下關(guān)系式

駐I=1.2 A，Dmax=0.63，LBoost=1.48 mH。

2.1.2 電壓控制環(huán)的設(shè)計(jì)

要求電壓外環(huán)的帶寬遠(yuǎn)小于100 Hz的正弦半波頻率fR，實(shí)際設(shè)計(jì)的電壓外環(huán)帶寬為fVI=8.7 Hz。電壓控制環(huán)的有效補(bǔ)償可以使得系統(tǒng)更加穩(wěn)定，而且可以減小系統(tǒng)的總諧波畸變[6]。電壓誤差放大器的增益GVA=0.014。圖2是電壓誤差放大器的電路結(jié)構(gòu)圖。

電壓誤差放大器中各元件參數(shù)由式(4)、式(5)和式(6)確定

2.1.3 電流控制環(huán)設(shè)計(jì)

2.2 后級DC/DC設(shè)計(jì)

由圖1可見，后級DC/DC 變換的主電路采用雙管正激變換電路。采用峰值電流控制模式，其主要優(yōu)點(diǎn)是具有良好的動態(tài)特性，同時實(shí)現(xiàn)降低功率損耗的目的。DC/DC 變換采用后沿觸發(fā)的、同步于Boost和PWM電路中功率開關(guān)最小重疊時間的調(diào)制器，以減小輸出端濾波電容上的紋波電流[4]。

相比于平均電流模式，峰值電流模式有可能會產(chǎn)生次諧波振蕩，因此需要在電流誤差放大器的輸入端加入斜坡補(bǔ)償信號[5]。

在本設(shè)計(jì)中斜坡補(bǔ)償信號取自芯片內(nèi)部的振蕩器。圖4示出本設(shè)計(jì)的斜坡補(bǔ)償方法。

電壓誤差放大器和電流誤差放大器的設(shè)計(jì)與前級PFC 電路的設(shè)計(jì)基本類似。電流內(nèi)環(huán)由采樣電阻得到峰值電流信號;電壓外環(huán)亦采用常規(guī)零、極點(diǎn)補(bǔ)償，電壓外環(huán)帶寬取為1 kHz。實(shí)現(xiàn)了較好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)效果。

3 試驗(yàn)結(jié)果

對設(shè)計(jì)的樣機(jī)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)研究，其中交流輸入電壓Uin=220 V。圖5(a)給出了PFC 電路開關(guān)管的驅(qū)動電壓ug s和漏源電壓ud s波形。圖5(b)給出了滿載時電網(wǎng)側(cè)電壓uin與電網(wǎng)側(cè)電流iin的波形(電流的采樣通過在輸入端串聯(lián)5.1 Ω 的電阻, iin為采樣電阻上的電流波形)。

圖6(a)給出后級DC/DC 功率級雙管正激開關(guān)管的漏源電壓ud s。圖6(b)給出高頻變壓器一次側(cè)電壓波形。圖6(c)給出DC/DC 級輸出電壓波形。

4 結(jié)語

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文所設(shè)計(jì)的基于雙閉環(huán)控制策略的功率因數(shù)校正電源，其性能指標(biāo)達(dá)到設(shè)計(jì)要求，控制電路設(shè)計(jì)明顯簡化。該復(fù)合控制芯片以其卓越的控制能力和極低的價(jià)位為提高中小功率的開關(guān)電源的功率因數(shù)，抑制諧波污染，實(shí)現(xiàn)綠色用電革命，開辟了新前景。