盡管長久以來人們一直預測，4mA至20mA電流環(huán)路將消失，但是這種模擬接口仍然是連接電流環(huán)路電源與檢測電路的最常見方法。這種接口需要將電壓信號(典型值為1V至5V)轉換為4mA至20mA的輸出。嚴格的準確度要求決定，必須使用昂貴的精密電阻器或微調電位器，來校準較不精密器件的初始誤差，滿足設計目標要求。在今天以自動測試設備為主導和表面貼裝型生產(chǎn)環(huán)境中，這兩種技術都不是最佳方法。獲得采用表面貼裝封裝的精密電阻器很難，微調電位器又需要人工干預，而這種要求與生產(chǎn)環(huán)境是不相容的。
凌力爾特的LT5400四匹配電阻器網(wǎng)絡幫助解決了這些問題，該網(wǎng)絡采用一種簡便的電路，不需要微調，但實現(xiàn)了小于0.2%的整體誤差(圖1)。該電路采用兩級放大器，利用了LT5400獨特的匹配特性。第一級放大器將典型值為1V至5V的輸出(通常來自DAC)加到運算放大器IC1A的非反相輸入。這個電壓通過FET Q2將通過R1的電流準確地設定為VIN/R1。相同的電流通過R2拉低，因此R2底端的電壓為24V環(huán)路電源電壓減去輸入電壓。
這部分電路有3個主要誤差源：R1和R2的匹配，IC1A的失調電壓，以及Q2的泄漏電流。R1和R2的準確值并不重要，但是它們必須相互準確匹配。LT5400A級版本以±0.01%的誤差實現(xiàn)了這一目標。LT1490A在0℃至70℃之間的失調電壓不到700μV。這個電壓在輸入電壓為1V時產(chǎn)生的誤差為0.07%。NDS7002A的泄漏電流為10nA，盡管其數(shù)值通常小得多。這個泄漏電流代表0.001%的誤差。
第二級靠拉動通過Q1的電流，保持R3上的電壓等于R2上的電壓。因為R2上的電壓等于輸入電壓，所以通過Q1的電流準確地等于輸入電壓除以R3。通過給R3并聯(lián)一個精確的250Ω分流電阻，該電流將準確跟蹤輸入電壓。
第二級的誤差源是R3的值、IC1R的失調電壓和Q1的泄漏電流。電阻器R3直接設定輸出電流，因此其值對于該電路的精確度至關重要。這個電路利用常用的250Ω并聯(lián)電阻完成電流環(huán)路。圖1中的Riedon SF-2器件的初始準確度為0.1%，溫度漂移很低。與第一級的情形類似，失調電壓產(chǎn)生不超過0.07%的誤差。Q1的泄漏電流低于100nA，所產(chǎn)生的最大誤差為0.0025%。
沒有任何微調時，總輸出誤差好于0.2%。電流檢測電阻器R3是主要的誤差源。如果使用一個更高質量的器件(例如Vishay PLT系列器件)，那么可以實現(xiàn)0.1%的準確度。電流環(huán)路輸出在使用中受到相當大的應力。從輸出到24V環(huán)路電源和地之間的二極管D1和D2幫助保護Q1;R6提供一定的隔離。通過提高R6的值，并在輸出端以犧牲一些符合條件的電壓作為代價，可以實現(xiàn)更高的隔離度。如果最高輸出電壓要求低于10V，那么可以將R6的值提高到100Ω，針對輸出應力提供更高的隔離度。如果設計方案需要增強保護，那么可以給輸出加上一個瞬態(tài)電壓抑制器，當然這么做會由于泄漏電流而導致輸出準確度有一定的損失。
這一設計方案僅使用了LT5400封裝中4個匹配電阻器中的兩個。還可以將另外兩個電阻器用于其他電路功能(例如精確的反相器)，或者另一個4mA至20mA轉換器。另外，還可以引入其他電阻器與R1和R2并聯(lián)。這種方法可降低電阻器產(chǎn)生的統(tǒng)計誤差，降幅為2的平方根。
圖1：精確匹配的電阻器提供準確的電壓至電流轉換
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