電源設(shè)計小貼士43：分立器件——一款可替代集成MOSFET驅(qū)動器的卓越解決方案

在電源設(shè)計小貼士 #42 中，我們討論了 MOSFET 柵極驅(qū)動電路中使用的發(fā)射器跟蹤器，并且了解到利用小型 SOT-23 晶體管便可以實現(xiàn) 2A 范圍的驅(qū)動電流。在本設(shè)計小貼士中，我們來了解一下自驅(qū)動同整流器并探討何時需要分立驅(qū)動器來保護同步整流器柵極免受過高電壓帶來的損壞。理想情況下，您可以利用電源變壓器直接驅(qū)動同步整流器，但是由于寬泛的輸入電壓變量，變壓器電壓會變得很高以至于可能會損壞同步整流器。 圖 1 顯示的是用于控制同步反向拓撲中 Q2 傳導的分立器件。該電路可以讓您控制開啟柵極電流并保護整流器柵極免受高反向電壓的損壞。該電路可以用變壓器輸出端的負電壓進行驅(qū)動。12V 輸入與 5V 輸出相比負電壓值很大，從而引起 Q1 傳導并短路電源 FET Q2 上的柵-源電壓，迅速將其關(guān)閉。由于基極電流流經(jīng) R2，因此在加速電容 C1 上就有了一個負電壓。在此期間，一次側(cè) FET 將會發(fā)生傳導并在變壓器磁化電感中存儲能量。一次側(cè) FET 關(guān)閉時，變壓器輸出電壓在正電壓范圍擺動。Q2 柵-源通過 D1 和 R1 被迅速前向偏置。C1 放電時，D2 對 Q1 基極-發(fā)射極連接進行保護。在一次側(cè) FET 再次開啟之前，該電路會一直保持這種狀態(tài)。正如同步降壓轉(zhuǎn)換器那樣，輸出電流會真正地對輸出電容進行放電。開啟一次側(cè) FET 會衰減變壓器二次側(cè)上的電壓并去除 Q2 的正驅(qū)動。這種轉(zhuǎn)換會導致明顯的貫通疊加一次側(cè) FET 和 Q2 傳導次數(shù)。為了最小化該次數(shù)，當一次側(cè)和二次側(cè) FET 均開啟時，Q1 將會盡快地短路同步整流器上的柵－源。圖 1 Q1 快速關(guān)閉同步反向 FET Q2圖 2 顯示的是用于控制同步正向轉(zhuǎn)換器中 Q1 和 Q4 傳導的分立驅(qū)動器。在此特殊的設(shè)計中，輸入電壓很寬泛。這就是說兩個 FET 的柵極可能會有超過其額定電壓的情況，因此就需要一個鉗位電路。當變壓器輸出電壓為負數(shù)，該電路就會開啟 Q4。二極管 D2 和 D4 將正驅(qū)動電壓限制在 4.5V 左右。D1 和D3 將 FET 關(guān)閉， 該 FET 由變壓器和電感中的電流進行驅(qū)動。Q1 和 Q4 將反向柵極電壓鉗位到接地。在此設(shè)計中，F(xiàn)ET 具有相當小柵極電感，因此轉(zhuǎn)換非常迅速。較大的 FET 可能需要實施一個 PNP 晶體管對變壓器繞組進行柵極電容去耦并提升開關(guān)速度。為柵極驅(qū)動轉(zhuǎn)換器 Q2 和 Q3 選擇合適的封裝至關(guān)重要，因為這些封裝會消耗轉(zhuǎn)換器中大量的電能（這是因為在 FET 柵極電容放電期間這些封裝會起到線性穩(wěn)壓器的作用）。此外，由于更高的輸出電壓，R1 和 R2 中的功耗可能也會很高。圖 2 D2 和 D4 限制了該同步正向驅(qū)動器中正柵極電壓總之，許多具有同步整流器的電源都可以使用變壓器的繞組電壓來驅(qū)動同步整流器的柵極。寬范圍輸入或高輸出電壓需要調(diào)節(jié)電路來保護柵極。在圖 1 所示的同步反向結(jié)構(gòu)中，我們向您介紹了如何在保持快速的開關(guān)轉(zhuǎn)換的同時控制同步整流器柵極上的反向電壓。與之相類似在圖 2 的同步正向結(jié)構(gòu)中，我們向您介紹了如何限制同步整流器柵極上的正驅(qū)動電壓。下次我們將討論高 di/dt 負載瞬態(tài)負載以及其在設(shè)計和測試電源時的意義，敬請期待。如欲了解有關(guān)本解決方案及其他電源解決方案的更多詳情，敬請訪問： www.ti.com.cn/power 。

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