組合混聯(lián)式充電電源及其功率均分策略研究

為適應(yīng)大容量和模塊化充電電源發(fā)展的需求，提出一種基于串并混聯(lián)結(jié)構(gòu)的充電電源，它由4個(gè)改進(jìn)的移相全橋電路模塊構(gòu)成。該充電電源采用先恒流后恒壓的兩段式充電方法，控制器則采用電流環(huán)和電壓環(huán)并聯(lián)切換的結(jié)構(gòu)，同時(shí)引入一種外環(huán)控制加平均電流的功率均分策略，并根據(jù)頻域分析法設(shè)計(jì)了均流和均壓控制器。最后，設(shè)計(jì)了一套2并2串的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用該充電電路拓?fù)浜涂刂撇呗?，輸出電流和電壓的不均衡度均小?％，很好地驗(yàn)證了分析及設(shè)計(jì)的正確性。


1引言

開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)采用串并混聯(lián)結(jié)構(gòu)，具有可靠性高，冗余配置，模塊特性好等特點(diǎn)，便于系統(tǒng)管理和維護(hù)。但混聯(lián)結(jié)構(gòu)的電源模塊之間需采取均流、均壓措施，以保證輸出電流和電壓在各模塊之間均衡分配。均流技術(shù)分為下垂法和有源均流法，有無(wú)均流母線是兩者的根本區(qū)別下垂法僅適合小功率應(yīng)用。而有源均流策略實(shí)際上包含控制方法和均流母線的形成方法?？刂品椒ㄓ型猸h(huán)控制（OLR）、內(nèi)環(huán)控制和雙環(huán)控制；均流母線的形成方法包括平均電流（BAP）法和主從（MS）法。其中MS法包括指定主模塊法和自動(dòng)選主法。在此設(shè)計(jì)的充電電源系統(tǒng)采用改進(jìn)的移相全橋變換器及OLR+BAP法的功率均分策略，有效解決了電源模塊的功率均分問(wèn)題。

2串并混聯(lián)式充電電源拓?fù)?/p>

介紹四模塊串并混聯(lián)結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。先將模塊1～4分別串聯(lián)，然后再將兩串支路并聯(lián)組成四模塊的混聯(lián)結(jié)構(gòu)。

單模塊電路如圖2所示，其主電路在傳統(tǒng)移相全橋ZVS變換器的變壓器初級(jí)加了兩個(gè)箝位二極管VD7和VD8，可有效抑制變壓器次級(jí)整流二極管的高頻振蕩，減小電壓反向恢復(fù)尖峰。

3外環(huán)控制加平均電流功率均分策略

3.1均流策略

采用OLR+BAP法的功率均分策略，其控制電路如圖3所示。當(dāng)UI=Ub時(shí)，R兩端電壓Uab=0，則Uc=0，實(shí)現(xiàn)均流。當(dāng)有均流誤差時(shí)，U1≠Ub.Uab≠0，則均流調(diào)節(jié)器輸出Uc≠0，其通過(guò)控制電壓誤差放大器控制功率級(jí)的輸出電流，最終實(shí)現(xiàn)均流。

3.2控制器的設(shè)計(jì)

主電路參數(shù)為：輸入電壓Uin=520 V，輸出電壓Uo=80 V，變壓器初、次級(jí)匝比n=7：7：24，諧振電感Lr=20μH，輸出濾波電感Lf=100μH輸出濾波電容G=30μF，開(kāi)關(guān)頻率fs=50 kHz，電壓采樣系數(shù)Fv=0.037 5，電流采樣系數(shù)Fi=0.087 5. 3.2.1電壓環(huán)的設(shè)計(jì)在設(shè)計(jì)電壓環(huán)時(shí)，不考慮均流環(huán)對(duì)電壓環(huán)的影響，只要均流環(huán)的截止頻率遠(yuǎn)離電壓環(huán)的截止頻率，均流環(huán)對(duì)電壓環(huán)的影響很小，就可將其影響忽略。電壓閉環(huán)控制框圖如圖4所示。

移相全橋電路占空比對(duì)輸出電壓傳遞函數(shù)：

圖5為電壓環(huán)校正前后波特圖。系統(tǒng)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)波特圖如圖5虛線所示，可知系統(tǒng)存在很大穩(wěn)態(tài)誤差，需引入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，在此選擇PI控制器。

由式（2）可見(jiàn)，被控對(duì)象是一個(gè)二階系統(tǒng)。濾波器的轉(zhuǎn)折頻率。在設(shè)計(jì)PI控制器的參數(shù)時(shí)，將PI控制器的零點(diǎn)設(shè)置在濾波器的轉(zhuǎn)折頻率處，有；fz=Ki1/（2πKp1）=fn=2.91 kHz，Kp1，Ki1分別為PI控制器的比例和積分系數(shù)。在確定補(bǔ)償后的穿越頻率fc時(shí)，應(yīng)在系統(tǒng)穩(wěn)定性與系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)間進(jìn)行折中處理。在此選擇fc=fn/10=291 Hz.補(bǔ)償后電壓環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為：

根據(jù)所設(shè)計(jì)的PI控制器，可得到圖5中實(shí)線所示系統(tǒng)校正后的波特圖。由圖可見(jiàn)，校正后系統(tǒng)的相位裕度為90.3°，fc=292Hz，系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性得到明顯改善。


3.2.2均流環(huán)的設(shè)計(jì)

根據(jù)圖4可構(gòu)建圖6所示用OLR+BAP法的控制框圖。由圖可得均流環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為：

圖7為均流環(huán)校正前后波特圖。系統(tǒng)被控對(duì)象的波特圖如圖7中虛線所示。由圖可知，系統(tǒng)存在較大的穩(wěn)態(tài)誤差，且響應(yīng)速度較慢，需設(shè)計(jì)校正環(huán)節(jié)。為了盡量減小均流環(huán)對(duì)先前設(shè)計(jì)好的電壓環(huán)的影響，同時(shí)由于對(duì)均流環(huán)一般動(dòng)態(tài)響應(yīng)要求不高，取電流環(huán)穿越頻率ωc‘=12.6 rad.s-1.為滿足電流環(huán)對(duì)直流母線低頻干擾的抑制，PI校正環(huán)節(jié)的轉(zhuǎn)折頻率ωm’=126 rad.s-1，則有：

代入已知參數(shù)，得Kp2=0.0857，Ki2=37.28，有：

由圖7中實(shí)線可知，均流環(huán)的穿越頻率為43.7 rad.-1，兩環(huán)之間不會(huì)相互影響。相位裕度為94.5°。說(shuō)明均流環(huán)是穩(wěn)定的。

串聯(lián)為并聯(lián)的對(duì)偶問(wèn)題，其均壓策略與并聯(lián)均流策略相同。采用與均流控制器相同的設(shè)計(jì)方法可獲得均壓控制器，其電流和均壓補(bǔ)償器分別為：

4實(shí)驗(yàn)結(jié)果

該系統(tǒng)采用狀態(tài)總線對(duì)串并混聯(lián)各模塊的運(yùn)行狀態(tài)進(jìn)行同步。充電電源采用電壓緩起，當(dāng)輸出電壓達(dá)到蓄電池初始端電壓時(shí)，系統(tǒng)對(duì)蓄電池進(jìn)行充電電流緩起，電流升至設(shè)定值后進(jìn)行恒流充電。當(dāng)系統(tǒng)檢測(cè)到輸出電壓達(dá)到設(shè)定的充電截止電壓時(shí)，狀態(tài)總線強(qiáng)制各模塊同步轉(zhuǎn)為恒壓充電。在恒流充電過(guò)程中，均壓控制器對(duì)兩組串聯(lián)模塊進(jìn)行均壓控制；在恒壓充電過(guò)程中，均流控制器對(duì)各并聯(lián)支路進(jìn)行均流控制，從而保證在充電過(guò)程中各充電電源模塊功率均分。

圖8示出四模塊串并混聯(lián)充電電源帶電池負(fù)載的輸出電流和輸出電壓穩(wěn)態(tài)波形。由圖8a可知，兩并聯(lián)支路輸出電流大小分別為16.1 A和15.5 A，電流不平衡度為3.8％；由圖8b可知，串聯(lián)模塊輸出電壓大小分別為43.6 V和42 V，電壓不平衡度為3.7％。

5結(jié)論

在此提出一種基于串并混聯(lián)結(jié)構(gòu)的充電電源。該系統(tǒng)采用了改進(jìn)的移相全橋電路和外環(huán)控制加平均電流法的功率均分策略，從而保證了輸出功率在各模塊之間均衡分配。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了分析及設(shè)計(jì)的正確性，電流和電壓不平衡度均小于5％，滿足國(guó)家相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)。

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