諧振單相全橋逆變器控制方法如何確定？

隨著電子電力器件設計技術的不斷發(fā)展，逆變器被廣泛的應用在各種設計當中，其中串聯(lián)諧振全橋逆變器被使用的頻率更是頻繁。本篇文正就針對串聯(lián)諧振半橋變壓器當中的脈沖密度、脈沖頻率等脈沖控制方法進行了比較分析和討論，其中尤其對頻率調頻與脈寬進行了著重的分析。

基本結構分析

串聯(lián)諧振逆變器的基本原理圖如圖1所示。它包括直流電壓源，和由開關S1～S4組成的逆變橋及由R、L、C組成的串聯(lián)諧振負載。其中開關S1～S4可選用IGBT、SIT、MOSFET、SITH等具有自關斷能力的電力半導體器件。逆變器為單相全橋電路，其控制方法是同一橋臂的兩個開關管的驅動信號是互補的，斜對角的兩個開關是同時開通與關斷的。

串聯(lián)諧振逆變器的控制方法

調幅控制(PAM)方法

調幅控制的方法并非一種，我們可以采用調節(jié)直流電壓源輸出(逆變器輸入)電壓Ud(可以用移相調壓電路的方法，也可以用斬波調壓電路加電感和電容組成的濾波電路，來實現(xiàn)調節(jié)輸出功率的目的。即逆變器的輸出功率通過輸入電壓調節(jié)，由鎖相環(huán)(PLL)完成電流和電壓之間的相位控制，以保證較大的功率因數(shù)輸出。這種方法的優(yōu)點是控制簡單易行，缺點是電路結構復雜，體積較大。

脈沖頻率調制(PFM)方法

脈沖頻率調制方法是通過改變逆變器的工作頻率，從而改變負載輸出阻抗以達到調節(jié)輸出功率的目的。

從串聯(lián)諧振負載的阻抗特性

可知，串聯(lián)諧振負載的阻抗隨著逆變器的工作頻率(f)的變化而變化。對于一個恒定的輸出電壓，當工作頻率與負載諧振頻率偏差越大時，輸出阻抗就越高，因此輸出功率就越小，反之亦然。脈沖頻率調制方法的主要缺點是工作頻率在功率調節(jié)過程中不斷變化，導致集膚深度也隨之而改變，在某些應用場合如表面淬火等，集膚深度的變化對熱處理效果會產(chǎn)生較大的影響，這在要求嚴格的應用場合中是不允許的。但是由于脈沖頻率調制方法實現(xiàn)起來非常簡單，故在以下情況中可以考慮使用它：

1)如果負載對工作頻率范圍沒有嚴格限制，這時頻率必須跟蹤，但相位差可以存在而不處于諧振工作狀態(tài)。

2)如果負載的Q值較高，或者功率調節(jié)范圍不是很大，則較小的頻率偏差就可以達到調功的要求。

脈沖密度調制(PDM)方法

脈沖密度調制方法就是通過控制脈沖密度，實際上就是控制向負載饋送能量的時間來控制輸出功率。其控制原理如圖2所示。

這種控制方法的基本思路是：假設總共有N個調功單位，在其中M個調功單位里逆變器向負載輸出功率;而剩下的N-M個單位內逆變器停止工作，負載能量以自然振蕩形式逐漸衰減。輸出的脈沖密度為M/N，這樣輸出功率就跟脈沖密度聯(lián)系起來了。因此通過改變脈沖密度就可改變輸出功率。

脈沖密度調制方法的主要優(yōu)點是：輸出頻率基本不變，開關損耗相對較小，易于實現(xiàn)數(shù)字化控制，比較適合于開環(huán)工作場合。

脈沖密度調制方法的主要缺點是：逆變器輸出功率的頻率不完全等于負載的自然諧振頻率，在需要功率閉環(huán)的場合中，工作穩(wěn)定性較差。由于每次從自然衰減振蕩狀態(tài)恢復到輸出功率狀態(tài)時要重新鎖定工作頻率，這時系統(tǒng)可能會失控。因此在功率閉環(huán)或者溫度閉環(huán)的場合，工作的穩(wěn)定性不好。其另一個缺點就是功率調節(jié)特性不理想，呈有級調功方式。

諧振脈沖寬度調制(PWM)方法

在圖3中，諧振脈沖寬度調制是通過改變兩對開關管的驅動信號之間的相位差來改變輸出電壓值以達到調節(jié)功率的目的。即在控制電路中使原來同相的兩個橋臂開關(S1，S2)、(S3，S4)的驅動信號之間錯開一個相位角，使得輸出的正負交替電壓之間插入一個零電壓值，這樣只要改變相位角就可以改變輸出電壓的有效值，最終達到調節(jié)輸出功率的目的。

這種控制方法的優(yōu)點是電源始終工作在諧振狀態(tài)，功率因數(shù)高。但存在反并聯(lián)二極管的反向恢復問題、小負載問題、軟開關實現(xiàn)問題。脈寬加頻率調制方法

針對上述控制方法的優(yōu)缺點，一些復合型控制方法的研究日益引起重視，脈寬加頻率調制方法就是一種較好的控制方法。

在一般的逆變器中，常用的移相PWM方法的工作頻率是固定的，不需考慮負載在不同工作頻率下的特性。而在串聯(lián)諧振感應加熱電源中使用移相PWM方法時，則要求其工作頻率必須始終跟蹤負載的諧振頻率，通常使某一橋臂的驅動脈沖信號與輸出電流的相位保持一致，而另外一個橋臂的驅動脈沖信號與輸出電流的相位則可以調節(jié)。圖4和圖5中，S1和S4驅動信號互補，S2和S3驅動脈沖信號互補，S1驅動信號相位與負載電流的相位保持相同，而S3的驅動脈沖與S1的驅動脈沖信號之間的相位差β在0°～180°范圍內可調，調節(jié)β就可以調節(jié)輸出電壓的占空比，即調節(jié)輸出功率。

根據(jù)輸出電壓和輸出電流的不同相位關系，有2種PWM調節(jié)方式：升頻式PWM和降頻式PWM。

升頻式

在圖4中，為保證滯后臂(S1，S4)觸發(fā)信號前沿同電流信號同相，角頻率須根據(jù)移相角β的大小改變。即在通過調節(jié)移相角β調節(jié)功率的同時改變頻率f。在β調節(jié)過程中，在增大輸出脈沖寬度的同時，將引起輸出電壓相對于輸出電流的相位不斷減小并滯后于輸出電流，這說明輸出頻率也在不斷升高，因此稱這種調制方式為升頻式PWM。這時S1、S4管各導通180°，已經(jīng)實現(xiàn)ZCS。超前臂S2，S3在大電流下開通，D2，D3在大電流下關斷因而有反向恢服。通過在S2、S3臂上串聯(lián)電感也可實現(xiàn)ZCS。，這種方法適用于有關斷尾部電流、關斷損耗占主導的雙極型器件，如IGBT，SIT，MCT等。同時應注意電路布局減小分布電感，以減小二極管反向恢復帶來的電壓尖峰。角頻率為

降頻式

在圖5中，調節(jié)β在增大輸出脈沖寬度的同時，將引起輸出電壓相對于輸出電流的相位不斷減小，使相位差減小，這說明輸出頻率在不斷降低，因此稱這種方式為降頻式PWM。在這種方式下，二極管D2，D3均自然過零關斷，D1，D4不導通，沒有二極管反向恢復所帶來的問題。S1、S4在零電流下開關(ZCS)，S2、S3在大電流下關斷。通過在S2、S3上并聯(lián)電容即可實現(xiàn)ZVS。這種方法適和高頻電源和內建反并聯(lián)二極管反向恢復問題比較嚴重的器件，如MOSFET等?？杀苊舛O管反向恢復所帶來的電流尖峰和器件的損耗增加。

為保證超前臂觸發(fā)信號前沿同電流信號同相，角頻率為

由以上分析可知，無論是升頻式PWM，還是降頻式PWM，兩者有一個共同的特點，即在調節(jié)輸出電壓脈寬的同時，也改變了負載的工作頻率。故稱之為脈寬加頻率調制方法。

結語

此篇文章主要對脈寬以及頻率的調制進行詳細的分析，并且給出了一些常用的串聯(lián)諧振單相全橋逆變器功率和頻率的控制方式。這使得工程師們能夠以負載為基準來選擇在不同場合適用的控制方法。