基于SiC MOSFET變電阻驅(qū)動(dòng)的電子負(fù)載并網(wǎng)控制研究

引言

當(dāng)前,新能源發(fā)電裝機(jī)容量快速增長(zhǎng),而用于儲(chǔ)能系統(tǒng)的電池在出廠(chǎng)前需要進(jìn)行大量充放電測(cè)試。電阻箱僅能模擬電阻負(fù)載,且電阻不能連續(xù)可調(diào)。能耗型電子負(fù)載為了散熱,需集成大量風(fēng)扇,其體積、重量、噪聲都較大。能饋型電子負(fù)載既能通過(guò)控制流過(guò)功率器件的電流實(shí)現(xiàn)負(fù)載模擬,完成各類(lèi)測(cè)試,同時(shí)還能夠通過(guò)逆變器將能量回饋到電網(wǎng)中,大大提高能源利用率,降低測(cè)試過(guò)程中的碳排放。

文獻(xiàn)提出了Cuk＋逆變的結(jié)構(gòu),前級(jí)Cuk模擬負(fù)載控制電流,后級(jí)逆變實(shí)現(xiàn)并網(wǎng),結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,效率高,實(shí)現(xiàn)了兩級(jí)式能饋型電子負(fù)載。文獻(xiàn)加入移相全橋,實(shí)現(xiàn)高頻電氣隔離,但負(fù)載較輕時(shí),變壓器原邊漏感提供的能量不能實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通(Zero Voltage switching,ZVS）,副邊二極管不能零電流關(guān)斷(Zero Current Switching,ZCS）。

針對(duì)電子負(fù)載DC-AC部分,T型逆變器最早由Conergy公司的P.Knaup在2007年以專(zhuān)利形式提出。相較于其他三電平逆變器,T型逆變器減少了鉗位二極管、分壓電容的使用,功率密度有極大提升:但上下半周的器件參數(shù)不完全一致,電網(wǎng)波動(dòng)等因素都會(huì)導(dǎo)致輸入電壓不均,使逆變器輸出低次諧波,且輸入側(cè)電容電壓波動(dòng)大,縮短了逆變器的使用壽命。

文獻(xiàn)針對(duì)一種電流控制型半橋三電平變換器,提出了一種電壓平衡控制方案,但該方案需要額外增加一個(gè)變壓器和兩個(gè)二極管。文獻(xiàn)研究了中點(diǎn)電流與注入的零序電壓的關(guān)系,提出了兩種電位平衡算法一搜索優(yōu)化法和插值法:文獻(xiàn)分析了中點(diǎn)電位波動(dòng)情況,分扇區(qū)研究了電壓平衡控制原理,文獻(xiàn)和主要是針對(duì)三相逆變器。文獻(xiàn)分析了電流控制型三電平半橋逆變器的中點(diǎn)電位不平衡機(jī)理,從控制電感電流初始角度和采用準(zhǔn)PR調(diào)節(jié)的角度,改善均壓。

因此,本文需要設(shè)計(jì)一種控制方案,一方面實(shí)現(xiàn)T型三電平逆變器中點(diǎn)電位平衡,另一方面分析該控制方案與并網(wǎng)電流諧波的關(guān)系,以避免在控制均壓的同時(shí)額外引入諧波。

第三代寬禁帶半導(dǎo)體siC器件擁有更高的禁帶寬度,能夠承受更高的電壓導(dǎo)通電阻,寄生電容較小,有利于減小導(dǎo)通、開(kāi)關(guān)損耗,提高開(kāi)關(guān)速度,但提高開(kāi)關(guān)速度的同時(shí),會(huì)出現(xiàn)驅(qū)動(dòng)電壓存在過(guò)沖和振蕩的問(wèn)題,可能導(dǎo)致器件損壞。文獻(xiàn)提出通過(guò)閉環(huán)控制門(mén)極電流大小,從而控制驅(qū)動(dòng)電壓、電流變化率,引入了延時(shí)補(bǔ)償,但難以應(yīng)用于開(kāi)關(guān)頻率較高的場(chǎng)合。文獻(xiàn)分析了siCM0sFET模塊對(duì)驅(qū)動(dòng)電路的特殊要求,通過(guò)實(shí)驗(yàn)研究了不同驅(qū)動(dòng)電阻對(duì)開(kāi)關(guān)特性的影響,實(shí)驗(yàn)表明,驅(qū)動(dòng)電阻越小,柵極電壓過(guò)沖及振蕩越大。文獻(xiàn)為了抑制柵極電壓的振蕩,在柵源極間并聯(lián)電容,對(duì)抑制振蕩有效果,但額外的電容導(dǎo)致柵源間電荷增大,開(kāi)關(guān)時(shí)間變長(zhǎng),損耗增大。文獻(xiàn)在關(guān)斷時(shí)通過(guò)晶體管將柵極連接到負(fù)電源,從而抑制柵極電壓振蕩,但siC器件負(fù)壓通?？蛇x范圍較小。

1三級(jí)式能饋型電子負(fù)載拓?fù)?

表1給出了電子負(fù)載的設(shè)計(jì)指標(biāo)要求,即輸入電壓范圍寬、功率大,效率和THD要求高,且需要高頻隔離。

本文提出了一種三級(jí)式能饋型電子負(fù)載,如圖1所示。前級(jí)BoosT電路應(yīng)對(duì)寬輸入電壓范圍,將低電壓升高以符合并網(wǎng)要求,并控制輸入電流,模擬負(fù)載功能。11C-DCx工作在固定頻率,能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管ZVs與副邊二極管ZCs,實(shí)現(xiàn)高效率和高頻隔離。后級(jí)母線(xiàn)Vbus2電壓較高,為了降低器件應(yīng)力,并提高并網(wǎng)質(zhì)量,選用T型三電平逆變器。

由于T型逆變器工作頻率為15kHz,且并網(wǎng)電流較大,選用IGBT器件,其在大電流時(shí)有較低的導(dǎo)通壓降,能有效降低逆變器的損耗,提高并網(wǎng)效率。

為了減小DC-DC變換器中磁性元件的體積以提高功率密度,前級(jí)選用高開(kāi)關(guān)頻率。BoosT工作頻率為150kHz,11C-DCx工作頻率為250kHz。第三代寬禁帶半導(dǎo)體siC器件擁有更高的禁帶寬度,能承受更高的電壓,輻照可靠性更高,導(dǎo)通電阻、寄生電容較小,有利于減小導(dǎo)通、開(kāi)關(guān)損耗,提高開(kāi)關(guān)速度,因此BoosT和11C-DCx變換器中均選用siCMosFET器件。

2基于可變電阻抑制超調(diào)的SiC驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)

2.1驅(qū)動(dòng)回路拓?fù)渑c開(kāi)通過(guò)程

本節(jié)以siCMosFET驅(qū)動(dòng)為例,提出了一種變驅(qū)動(dòng)電阻抑制超調(diào)的驅(qū)動(dòng)方案。驅(qū)動(dòng)硬件電路如圖2(a）所示,其中Vgs為驅(qū)動(dòng)電源,Rg為外接驅(qū)動(dòng)電阻,1g為回路感抗,Rg(int）為siC器件內(nèi)部柵極電阻,CGs、CGD、CDs分別為柵源、柵漏、漏源間寄生結(jié)電容,D為寄生等效反并二極管。siC器件的開(kāi)通過(guò)程如圖2(b）所示,開(kāi)通前驅(qū)動(dòng)電壓為負(fù)壓Vgs-,當(dāng),Gs>Vgs(th）時(shí),漏源電流iDs開(kāi)始上升,之后,Gs達(dá)到米勒平臺(tái)電壓Vmi11er,結(jié)電容CGD開(kāi)始放電,,Ds下降,此時(shí),Gs保持不變,在,Ds下降到0后,米勒平臺(tái)結(jié)束,,Gs繼續(xù)上升至驅(qū)動(dòng)電壓Vgs＋。

2.2所提變電阻驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)方案

根據(jù)引言中的分析,若驅(qū)動(dòng)電阻Rg較大,則驅(qū)動(dòng)電流小,開(kāi)關(guān)時(shí)間長(zhǎng),損耗大:若Rg較小,則,Gs過(guò)沖大,引起的振蕩幅度也較大,不僅會(huì)增加器件的開(kāi)關(guān)損耗,加劇電磁干擾,還可能導(dǎo)致器件誤動(dòng)作,而驅(qū)動(dòng)電壓超過(guò)閾值,易引起器件損壞。這使得驅(qū)動(dòng)電阻設(shè)計(jì)需要折衷考慮,存在難度。

siCMosFET理想開(kāi)通過(guò)程為:,Gs較小時(shí),選用小驅(qū)動(dòng)電阻,縮短充電時(shí)間:,Gs較大時(shí),選用大驅(qū)動(dòng)電阻,抑制電壓的超調(diào)與振蕩。據(jù)此,本文設(shè)計(jì)了一種變電阻的驅(qū)動(dòng)方案,其電路圖如圖3所示。

由于數(shù)字控制的計(jì)算存在延遲,高頻開(kāi)關(guān)時(shí),微小的延遲都將導(dǎo)致控制錯(cuò)誤,因此該方案全部采用模擬控制,以保證控制的及時(shí)性?？刂齐娐分饕杀容^器與放大器組成。其中,V1re3設(shè)定為Vgs(th）,V2re3設(shè)定為Vmi11er:R1、R2為驅(qū)動(dòng)電壓的采樣電阻,設(shè)計(jì)為10kQ:R13、R1a、R23、R2a為放大器外圍電阻,其中R13、R23取1Q,R1a、R2a取19Q。比較器輸出的電壓為1V,則驅(qū)動(dòng)電壓Vs1、Vs2為:

驅(qū)動(dòng)電阻R+o、R1+o、R2+o都取10Q。從圖中可以看出,開(kāi)通過(guò)程中,當(dāng),nsGVVmi11er時(shí),s1、s2均關(guān)斷,驅(qū)動(dòng)電阻增大到10Q,有利于抑制電壓超調(diào)與振蕩。

3所提均壓環(huán)陷波控制策略

3.1中點(diǎn)電位平衡控制策略分析

將圖1中T型三電平逆變器部分單獨(dú)畫(huà)在本節(jié),如圖4所示。

針對(duì)硬件控制額外增加電路的問(wèn)題,通常采用軟件控制,這里介紹常用的兩種,并選取適合的方案。一種方案是將直流分量前饋的控制策略,如圖5(一）所示,將調(diào)制波,m的直流分量,m(一v<）前饋。為了濾除高頻分量,在反饋通路中加入低通濾波器G1f(s）。假定,m(一v<）=-kd(Vc1-Vc2）,那么i<跟蹤的實(shí)際電流參考值為iref＋k(Vc1-Vc2）,其中含有與電容壓差同向的直流分量,能夠?qū)崿F(xiàn)均壓。另一種方案是增加電容壓差均壓環(huán),控制框圖如圖5(b）所示,將參考值kd(Vc1-Vc2）直接疊加到電流控制中。

第一種前饋控制策略,對(duì)補(bǔ)償器的運(yùn)算精度、濾波效果有較高的要求,會(huì)影響均壓精度:第二種控制策略通過(guò)采樣直接控制,均壓的可靠性高,且控制環(huán)節(jié)處于電流控制環(huán)路之外,實(shí)現(xiàn)了解耦,極大地方便了環(huán)路的設(shè)計(jì)。因此,本文選用第二種方案,即增加均壓環(huán)的控制方案。

3.2電容壓差紋波分析

所選電容壓差均壓環(huán)控制方案能夠有效實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡,解決直流分量不均的問(wèn)題,但同時(shí)也會(huì)引入紋波,導(dǎo)致并網(wǎng)電流THD變差,下面依據(jù)變換器工作模態(tài)分析紋波情況。圖6給出了三電平逆變器的4種工作模態(tài)。

圖6(a）是正半周期的正向充電模態(tài),此時(shí)s1開(kāi)通,s2、s3關(guān)斷,前級(jí)通過(guò)正向的并網(wǎng)電流向網(wǎng)側(cè)傳遞能量。該過(guò)程中,s4導(dǎo)通,使下一個(gè)模態(tài),s4能夠零電壓開(kāi)通。橋臂中點(diǎn)電位為＋0.5Vbus2,開(kāi)關(guān)管s2耐壓為Vbus2,s3耐壓為0.5Vbus2。若此時(shí)s4不導(dǎo)通,可以與s3共同承擔(dān)電壓,使耐壓各為0.25Vbus2,但會(huì)增加開(kāi)通損耗,降低并網(wǎng)效率。

該模態(tài)中,續(xù)流管s3、s4不流經(jīng)電流,依據(jù)中點(diǎn)0的KC1可以得到:

圖6(b）是正半周期的正向續(xù)流模態(tài),s4導(dǎo)通,s1、s2關(guān)斷,此時(shí)電流流過(guò)s4和s3的反并二極管。橋臂中點(diǎn)電位為0,開(kāi)關(guān)管s1、s2耐壓為0.5Vbus2。

此時(shí)由于并網(wǎng)電流ig通過(guò)續(xù)流管s3、s4續(xù)流,可以得到:

圖6(c）是負(fù)半周期的反向充電模態(tài),s2開(kāi)通,s1、s4關(guān)斷,前級(jí)功率通過(guò)反向的并網(wǎng)電流向網(wǎng)側(cè)傳遞能量。該狀態(tài)與圖6(a）類(lèi)似,續(xù)流管s3、s4不流經(jīng)電流,依據(jù)中點(diǎn)0的KC1定律,并網(wǎng)電流注入中點(diǎn),得到:

圖6(d）是負(fù)半周期的反向續(xù)流狀態(tài),s3開(kāi)通,s1、s2關(guān)斷,正向電流通過(guò)s3和s4的反并二極管續(xù)流,此時(shí)橋臂中點(diǎn)電位為0。

該狀態(tài)與圖6(b）類(lèi)似,此時(shí)由于并網(wǎng)電流ig通過(guò)續(xù)流管s3、s4續(xù)流,可以得到:

由式(3）至式(6）得到,在圖6(a）(c）模態(tài),即s1、s2導(dǎo)通的正、反向充電模態(tài),并網(wǎng)電流ig注入中點(diǎn),影響中點(diǎn)電位平衡。在圖6(b）(d）模態(tài),即s1、s2關(guān)斷的正、反向續(xù)流模態(tài),并網(wǎng)電流ig經(jīng)過(guò)s3、s4續(xù)流,不影響中點(diǎn)電位平衡。

由于調(diào)制頻率為15kHz,遠(yuǎn)高于基波工頻50Hz,在計(jì)算中,可以用連續(xù)的積分近似離散化控制結(jié)果。設(shè)并網(wǎng)電流為:

其中Ig為并網(wǎng)電流有效值,得到電容壓差的紋波

由于ig為50Hz的工頻量,存在正負(fù)半周,將-sinog-絕對(duì)值去掉,分別對(duì)正負(fù)半周積分。假定40為ig正向過(guò)零點(diǎn),則積分結(jié)果為:

其中7g=2m/og,為并網(wǎng)電流周期。

由于電容壓差vd不存在直流分量,初始值vd一irrpe(40）為:

顯然,該紋波vd一irrpe(4）由兩個(gè)部分組成,一部分是線(xiàn)性變化量,另一部分是正弦交流量。分別繪制兩個(gè)部分vd一irrpe1(4）、vd一irrpe2(4）及總的vd一irrpe(4）波形如圖7所示。

從圖7中可以看出,線(xiàn)性分量vd一irrpe1(4）和正弦分量vd一irrpe2(4）均為50Hz,總的電容壓差紋波vd一irrpe(4）也是50Hz,但相位超前于并網(wǎng)電流909。

為了量化分析,將Ig=10A,c1=2.34mF,og=100m,7g=20ms代入式(9）,繪制電容壓差紋波,如圖8所示。觀察到并入220V交流電網(wǎng),并網(wǎng)功率Po=2.2kw時(shí),電容壓差紋波最大為12V,峰峰值為24V。

由圖5(b）所示的均壓環(huán)控制方案,該50Hz的紋波分量將隨著均壓環(huán)疊加在并網(wǎng)電流的參考中,雖然頻率相同,但相位超前909,導(dǎo)致并網(wǎng)電流諧波增大,降低并網(wǎng)質(zhì)量。

3.3所提均壓環(huán)陷波控制策略

由于50Hz頻率不高,低通濾波器難以兼顧低頻高增益與50Hz處的低增益,本文設(shè)計(jì)50Hz陷波器,針對(duì)這一特定頻率進(jìn)行過(guò)濾。該50Hz陷波器的伯德圖如圖9所示,可以看出其極大地降低了50Hz處的增益,而不影響其他頻率,既能有效實(shí)現(xiàn)電容電壓直流分量均衡,又能避免該方案引入的諧波。

圖950Hz陷波器伯德圖

對(duì)于該50Hz陷波器的設(shè)計(jì),由于逆變器為離散控制,需要進(jìn)行離散化分析。采用雙線(xiàn)性變換,將連續(xù)的傳遞函數(shù)轉(zhuǎn)換成離散狀態(tài),將連續(xù)頻率響應(yīng)中每一點(diǎn)映射到離散響應(yīng)中所對(duì)應(yīng)的點(diǎn)。其主要公式為:

陷波器的傳遞函數(shù)為:

式中:ωno為陷波中心點(diǎn)角頻率:onb為陷波中心點(diǎn)帶寬。

將式(12）代入式(11）,得到Z域傳遞函數(shù)為:

將Z域傳遞函數(shù)寫(xiě)入程序,得到:

4實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

4.1樣機(jī)情況

為驗(yàn)證所提siCM0sFET變電阻驅(qū)動(dòng)方案及逆變器均壓環(huán)陷波控制策略,在實(shí)驗(yàn)室搭建了輸入電壓150～750V、額定功率5kw的能饋型直流電子負(fù)載實(shí)驗(yàn)樣機(jī),照片如圖10所示。圖10(a）是DC-DC功率電路,圖10(b）是DC-AC功率電路,為合理利用機(jī)箱空間,將11C-DCx的變壓器與原邊開(kāi)關(guān)管設(shè)計(jì)在DC-DC級(jí),將副邊整流橋設(shè)計(jì)在DC-AC級(jí)。

4.2電容壓差紋波波形實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證3.2節(jié)中對(duì)逆變器均壓環(huán)電容壓差Vd紋波Vd一irr1e的分析,對(duì)單模塊三級(jí)式電子負(fù)載進(jìn)行實(shí)驗(yàn),觀測(cè)了逆變器母線(xiàn)上電壓紋波的情況,如圖11所示。電子負(fù)載直流側(cè)輸入電壓為400V,輸入電流為5A,總輸入功率為2kw。

圖10能饋型電子負(fù)載樣機(jī)

圖11逆變器均壓環(huán)壓差紋波實(shí)驗(yàn)波形(Po=2kW）

Vg是逆變器并網(wǎng)電壓,為220V、50Hz的工頻量。Vbus2一irr1e是逆變器側(cè)母線(xiàn)電壓Vbus2的紋波,為100Hz,Vd一irr1e即電容壓差的紋波情況。通過(guò)分別觀測(cè)電容電壓Vc1和Vc2,用示波器作差功能得到Vd?？梢杂^察到,Vd一riipe與并網(wǎng)電壓Vg同頻,相位超前約909,紋波最大約為20│,峰峰值約V0│。頻率、相位、幅值等信息的實(shí)驗(yàn)結(jié)果與432節(jié)理論分析基本一致。

4.3所提均壓環(huán)陷波控制策略實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證4.4節(jié)所提T型三電平逆變器均壓環(huán)陷波控制策略,對(duì)應(yīng)用該策略前后的并網(wǎng)電流THD進(jìn)行測(cè)試與對(duì)比。在逆變器輸出側(cè)串接功率分析儀,以讀取電流THD數(shù)值。

以輸入功率4kw為例進(jìn)行實(shí)驗(yàn),測(cè)試結(jié)果如圖12所示,輸入端電壓、電流:Vrn=500│,1rn=6A。圖(a）為優(yōu)化前的諧波分析,并網(wǎng)電流THD為4.119%:圖(b）為應(yīng)用所提控制策略?xún)?yōu)化后的諧波分析,并網(wǎng)電流THD為2.794%。

進(jìn)一步測(cè)試各功率點(diǎn),結(jié)果匯總?cè)绫?所示。從表中可以看出,應(yīng)用所提均壓環(huán)陷波控制策略后,THD有大幅優(yōu)化,相比未采用該策略,THD最大同比減小達(dá)10.V5%,極大地改善了并網(wǎng)電流質(zhì)量,驗(yàn)證了所提方案的有效性。

5結(jié)語(yǔ)

本文基于三級(jí)式能饋型直流電子負(fù)載,在保證SiCMOSFET開(kāi)關(guān)速度的前提下,為抑制驅(qū)動(dòng)電壓超調(diào),提出了一種變電阻驅(qū)動(dòng)方案,提高了驅(qū)動(dòng)可靠性。為了提高三級(jí)式拓?fù)渲蠩型三電平逆變器的并網(wǎng)電流質(zhì)量,分析了中點(diǎn)電位平衡方案以及所應(yīng)用的電容壓差均壓環(huán)對(duì)并網(wǎng)電流諧波的影響,提出了一種均壓環(huán)陷波控制策略,設(shè)計(jì)了陷波頻率為50Hz的陷波器。實(shí)驗(yàn)觀測(cè)了E型三電平逆變器均壓環(huán)電容壓差紋波波形,并測(cè)得采用所提均壓環(huán)陷波控制策略前后并網(wǎng)電流THD,同比優(yōu)化前最大降低了15.45%。