總諧波失真 (THD) 是信號(hào)中存在的諧波失真，定義為一組較高諧波頻率的均方根 (RMS) 幅度與第一諧波或基頻的 RMS 幅度之比。公式 1 表示 THD：
其中V n是第 n次諧波的 RMS 值，V 1是基波分量的 RMS 值。
在電力系統(tǒng)中，這些諧波可能導(dǎo)致從電話傳輸干擾到導(dǎo)體退化等一系列問題;因此，控制總 THD 非常重要。較低的 THD 意味著較低的峰值電流、較少的熱量、較低的電磁輻射和較低的電機(jī)鐵芯損耗。
降低 THD 需要功率因數(shù)校正 (PFC)，這對(duì)于輸入功率大于 75 W 的 AC/DC 電源是必需的。PFC 強(qiáng)制輸入電流跟隨輸入電壓，使得電子負(fù)載吸收包含最小諧波的正弦電流波形。
THD 要求已變得更加嚴(yán)格，尤其是在服務(wù)器應(yīng)用中。模塊化硬件系統(tǒng)-通用冗余電源 (M-CRPS) 規(guī)范 在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)定義了非常嚴(yán)格的 THD 要求，如表 1所示。這比之前的 CRPS THD 規(guī)范要嚴(yán)格得多。
表 1 M-CRPS THD 規(guī)格。
在 PFC 設(shè)計(jì)中，滿足如此嚴(yán)格的 THD 規(guī)范是一項(xiàng)巨大的挑戰(zhàn)，因?yàn)閭鹘y(tǒng)的環(huán)路調(diào)諧可能不夠。在本文中，我將建議一些額外的方法來幫助降低 THD。
確保感測(cè)到的信號(hào)干凈
PFC 控制器檢測(cè)交流輸入電壓、電感電流和 PFC 輸出電壓。這些檢測(cè)信號(hào)必須干凈，否則會(huì)影響 THD。例如，由于交流輸入電壓信號(hào)產(chǎn)生正弦電流參考，因此檢測(cè)信號(hào)上的任何尖峰都會(huì)導(dǎo)致電流參考失真并影響 THD。
盡管輸出電壓 (V OUT ) 信號(hào)不用于生成電流基準(zhǔn)，但它會(huì)影響 THD，因?yàn)?V OUT上的尖峰會(huì)在電壓環(huán)路輸出上引起紋波，從而影響電流環(huán)路基準(zhǔn)并最終影響 THD。如果尖峰的幅度足夠大，它可能會(huì)觸發(fā)電壓環(huán)路非線性增益，從而顯著提高 THD。
一種常見的做法是將去耦電容放在靠近控制器的檢測(cè)引腳的位置。您必須仔細(xì)選擇電容，以便它能夠有效降低噪聲，但又不會(huì)導(dǎo)致過多的延遲。使用數(shù)字無限脈沖響應(yīng)濾波器來處理檢測(cè)到的 V OUT信號(hào)將進(jìn)一步降低噪聲;由于 PFC 電壓環(huán)路速度較慢，因此該數(shù)字濾波器引起的額外延遲是可以接受的。
但是，對(duì)于交流電壓感測(cè)，不建議添加數(shù)字濾波器，因?yàn)樗鼤?huì)導(dǎo)致電流參考延遲。在這種情況下，您可以使用固件鎖相環(huán) (PLL) 生成與交流電壓同相的內(nèi)部正弦波信號(hào)，然后使用該生成的正弦波信號(hào)調(diào)制電流參考。由于 PLL 生成的正弦波是干凈的，即使感測(cè)到的交流電壓上有一些噪聲，電流環(huán)參考也將是干凈的。
降低交流過零時(shí)的電流尖峰
交流過零點(diǎn)處的電流尖峰是圖騰柱無橋 PFC 的固有問題。這些尖峰可能非常大，以至于無法通過 M-CRPS THD 規(guī)范。我分析了這些尖峰的根本原因 ，并指出脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 軟啟動(dòng)算法(如圖1所示)將有效減少這些尖峰。
圖 1交流過零點(diǎn)的柵極信號(hào)時(shí)序。
在該解決方案中，當(dāng) V AC在交流過零點(diǎn)后從負(fù)周期變?yōu)檎芷跁r(shí)，有源開關(guān) Q4 首先以非常小的脈沖寬度導(dǎo)通，然后逐漸增加到控制環(huán)路產(chǎn)生的占空比 (D)。Q4 上的軟啟動(dòng)逐漸將開關(guān)節(jié)點(diǎn)漏極 - 源極電壓 (V DS ) 放電至零。一旦 Q4 的軟啟動(dòng)完成，同步晶體管 Q3 就開始導(dǎo)通。它以微小的脈沖寬度開始，逐漸增加，直到脈沖寬度達(dá)到 1-D。當(dāng) Q4 的軟啟動(dòng)完成并且 Q3 的軟啟動(dòng)開始時(shí)，低頻開關(guān) Q2 導(dǎo)通。
噪聲可能會(huì)意外觸發(fā)過零檢測(cè)。出于安全考慮，在半個(gè)交流周期結(jié)束時(shí)，關(guān)閉所有開關(guān)。這樣會(huì)留下一個(gè)小死區(qū)，防止輸入交流短路。從交流正周期到負(fù)周期的過渡是相同的。圖 2顯示了測(cè)試結(jié)果。
圖 2不使用和使用 PWM 軟啟動(dòng)的電流波形：傳統(tǒng)控制方法 (a) 和 PWM 軟啟動(dòng) (b)。
降低電壓環(huán)路效應(yīng)
電壓環(huán)路輸出上的雙線頻率紋波會(huì)影響電流基準(zhǔn)，進(jìn)而影響 THD。為了盡可能減少這種頻率紋波效應(yīng)(同時(shí)不犧牲負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng))，您可以在 V OUT 感測(cè)信號(hào)和電壓環(huán)路之間添加一個(gè)數(shù)字陷波(帶阻)濾波器。該陷波濾波器可以有效衰減雙線頻率紋波，同時(shí)仍允許所有其他頻率信號(hào)通過，包括由負(fù)載瞬態(tài)引起的突然 V OUT變化。負(fù)載瞬態(tài)不會(huì)受到影響。
另一種方法是在交流過零點(diǎn)時(shí)檢測(cè) V OUT。由于交流過零點(diǎn)時(shí)的 V OUT值 Vout_zc(t) 等于其平均值，并且在穩(wěn)定狀態(tài)下為“常數(shù)”，因此它是電壓環(huán)路控制的完美反饋信號(hào)。要處理負(fù)載瞬變，請(qǐng)使用以下電壓環(huán)路控制定律：
如果 ((Vref – Vout(t) < 閾值)
{
誤差 = Vref – Vout_zc(t);
電壓環(huán)路輸出 = Gv(誤差, Kp, Ki);
}
否則
{
誤差 = Vref – Vout(t);
電壓環(huán)路輸出 = Gv(誤差, Kp_nl, Ki_nl);
}
如果瞬時(shí) V OUT誤差較小，則使用交流過零時(shí)刻 Vout_zc(t) 的V OUT值和電壓環(huán)路補(bǔ)償器 Gv 的小比例積分 (PI) 環(huán)路增益 Kp、Ki。當(dāng)發(fā)生負(fù)載瞬變導(dǎo)致瞬時(shí) V OUT誤差大于閾值時(shí)，使用瞬時(shí) Vout(t) 值和 Gv 的 PI 環(huán)路增益 Kp_nl、Ki_nl 使 V OUT快速恢復(fù)到其標(biāo)稱值。
過采樣
PFC 電感器電流是在每個(gè)開關(guān)周期中具有直流偏移的鋸齒波;然后電流進(jìn)入信號(hào)調(diào)節(jié)電路(例如運(yùn)算放大器)，以使信號(hào)適合 PFC 控制電路。但是，這種信號(hào)調(diào)節(jié)電路無法對(duì)輸入電流紋波提供足夠的衰減。電流紋波仍然出現(xiàn)在放大器的輸出端。如果在每個(gè)開關(guān)周期僅對(duì)該信號(hào)進(jìn)行一次采樣，則沒有一個(gè)完美的固定位置，信號(hào)始終代表平均電流。因此，使用單個(gè)樣本很難實(shí)現(xiàn)良好的 THD。
為了獲得更準(zhǔn)確的反饋信號(hào)，我建議使用過采樣機(jī)制。圖 3顯示，可以在每個(gè)開關(guān)周期均勻地對(duì)電流反饋信號(hào)進(jìn)行八次采樣，取平均值，然后將其發(fā)送到控制環(huán)路。這種過采樣有效地平均了電流紋波，使得測(cè)量的電流信號(hào)更接近平均電流值。此外，控制器對(duì)噪聲(信號(hào)噪聲和測(cè)量噪聲)的敏感度降低。過采樣是減少電流波形失真的最有效方法之一。
圖 3每個(gè)開關(guān)周期過采樣八次。
占空比前饋
占空比前饋控制的基本思想是預(yù)先計(jì)算占空比，然后將該占空比添加到反饋控制器。對(duì)于在連續(xù)傳導(dǎo)模式下工作的升壓拓?fù)?，公?2 給出占空比 (dFF )為：
這種占空比模式可有效產(chǎn)生開關(guān)兩端的電壓，該電壓在開關(guān)周期內(nèi)的平均值等于整流輸入電壓。常規(guī)電流環(huán)路補(bǔ)償器會(huì)根據(jù)計(jì)算出的占空比模式改變占空比。
圖 4顯示了最終的控制方案。使用公式 2 計(jì)算 dFF 后，將其添加到傳統(tǒng)平均電流模式控制輸出 (dI )。然后，您可以使用最終占空比 (d) 生成 PWM 波形來控制 PFC。
圖4：dFF的平均電流模式控制。
由于占空比的大部分由占空比前饋產(chǎn)生，控制環(huán)路僅會(huì)稍微調(diào)整計(jì)算出的占空比。對(duì)于控制器環(huán)路帶寬有限的應(yīng)用，此技術(shù)可幫助改善 THD。
交流跳周期
一般而言，滿足輕載 THD 要求比滿足重載 THD 要求更難;對(duì)于 M-CRPS 規(guī)范中的 5% 負(fù)載 THD 要求尤其如此。如果 PFC 滿足除 5% 負(fù)載之外的所有其他 THD 要求，即使您已經(jīng)嘗試了迄今為止提到的所有方法，AC 周期跳躍方法也會(huì)有所幫助。
將 AC 周期跳躍視為一種特殊的突發(fā)模式：當(dāng)負(fù)載小于預(yù)定義閾值時(shí)，PFC 進(jìn)入此模式，并根據(jù)負(fù)載跳過一個(gè)或多個(gè) AC 周期。換句話說，PFC 關(guān)閉一個(gè)或多個(gè) AC 周期，并在下一個(gè) AC 周期重新打開。開啟和關(guān)閉實(shí)例位于 AC 零交叉處，因此整個(gè) AC 周期被跳過。由于 PFC 在電流等于零時(shí)開啟和關(guān)閉，因此壓力和電磁干擾較小。AC 周期跳躍不同于傳統(tǒng)的 PWM 脈沖跳躍突發(fā)模式，在傳統(tǒng) PWM 脈沖跳躍突發(fā)模式中，您可以隨機(jī)跳過 PWM 脈沖。
跳過的交流電周期數(shù)與負(fù)載成反比;負(fù)載越少，跳過的交流電周期越多。圖 5顯示了跳過一個(gè)交流電周期的情況。通道 1 是交流電電壓，通道 4 是交流電電流。
圖 5輕負(fù)載下的交流跳周期。
當(dāng) PFC 由于電流為零而關(guān)閉時(shí)，THD 為零。由于 PFC 需要補(bǔ)償關(guān)閉時(shí)間，因此它在打開時(shí)會(huì)提供大量功率，該功率大于平均值。本質(zhì)上，這會(huì)使 PFC 在中等負(fù)載下運(yùn)行，或完全關(guān)閉。由于中等負(fù)載下的 THD 比輕負(fù)載下的低得多，因此輕負(fù)載 THD 會(huì)降低。
測(cè)試結(jié)果
我在由德州儀器 C2000? 微控制器控制的 3 kW 圖騰柱無橋 PFC 上實(shí)現(xiàn)了本文描述的方法。圖 6顯示了 240 V AC下的 THD 測(cè)試結(jié)果。
圖 6 THD 測(cè)試結(jié)果。
THD不僅滿足最新的M-CRPS THD規(guī)格，還留有足夠的余量，保證PFC在量產(chǎn)時(shí)，即使有硬件公差，也能符合規(guī)格。
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