總諧波失真 (THD) 是信號中存在的諧波失真，定義為一組較高諧波頻率的均方根 (RMS) 幅度與第一諧波或基頻的 RMS 幅度之比。公式 1 表示 THD：
其中V n是第 n次諧波的 RMS 值，V 1是基波分量的 RMS 值。
在電力系統(tǒng)中，這些諧波可能導(dǎo)致從電話傳輸干擾到導(dǎo)體退化等一系列問題;因此，控制總 THD 非常重要。較低的 THD 意味著較低的峰值電流、較少的熱量、較低的電磁輻射和較低的電機(jī)鐵芯損耗。
降低 THD 需要功率因數(shù)校正 (PFC)，這對于輸入功率大于 75 W 的 AC/DC 電源是必需的。PFC 強(qiáng)制輸入電流跟隨輸入電壓，使得電子負(fù)載吸收包含最小諧波的正弦電流波形。
THD 要求已變得更加嚴(yán)格，尤其是在服務(wù)器應(yīng)用中。模塊化硬件系統(tǒng)-通用冗余電源 (M-CRPS) 規(guī)范 在整個負(fù)載范圍內(nèi)定義了非常嚴(yán)格的 THD 要求，如表 1所示。這比之前的 CRPS THD 規(guī)范要嚴(yán)格得多。
表 1 M-CRPS THD 規(guī)格。
在 PFC 設(shè)計中，滿足如此嚴(yán)格的 THD 規(guī)范是一項巨大的挑戰(zhàn)，因為傳統(tǒng)的環(huán)路調(diào)諧可能不夠。在本文中，我將建議一些額外的方法來幫助降低 THD。
確保感測到的信號干凈
PFC 控制器檢測交流輸入電壓、電感電流和 PFC 輸出電壓。這些檢測信號必須干凈，否則會影響 THD。例如，由于交流輸入電壓信號產(chǎn)生正弦電流參考，因此檢測信號上的任何尖峰都會導(dǎo)致電流參考失真并影響 THD。
盡管輸出電壓 (V OUT ) 信號不用于生成電流基準(zhǔn)，但它會影響 THD，因為 V OUT上的尖峰會在電壓環(huán)路輸出上引起紋波，從而影響電流環(huán)路基準(zhǔn)并最終影響 THD。如果尖峰的幅度足夠大，它可能會觸發(fā)電壓環(huán)路非線性增益，從而顯著提高 THD。
一種常見的做法是將去耦電容放在靠近控制器的檢測引腳的位置。您必須仔細(xì)選擇電容，以便它能夠有效降低噪聲，但又不會導(dǎo)致過多的延遲。使用數(shù)字無限脈沖響應(yīng)濾波器來處理檢測到的 V OUT信號將進(jìn)一步降低噪聲;由于 PFC 電壓環(huán)路速度較慢，因此該數(shù)字濾波器引起的額外延遲是可以接受的。
但是，對于交流電壓感測，不建議添加數(shù)字濾波器，因為它會導(dǎo)致電流參考延遲。在這種情況下，您可以使用固件鎖相環(huán) (PLL) 生成與交流電壓同相的內(nèi)部正弦波信號，然后使用該生成的正弦波信號調(diào)制電流參考。由于 PLL 生成的正弦波是干凈的，即使感測到的交流電壓上有一些噪聲，電流環(huán)參考也將是干凈的。
降低交流過零時的電流尖峰
交流過零點(diǎn)處的電流尖峰是圖騰柱無橋 PFC 的固有問題。這些尖峰可能非常大，以至于無法通過 M-CRPS THD 規(guī)范。我分析了這些尖峰的根本原因 ，并指出脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 軟啟動算法(如圖1所示)將有效減少這些尖峰。
圖 1交流過零點(diǎn)的柵極信號時序。
在該解決方案中，當(dāng) V AC在交流過零點(diǎn)后從負(fù)周期變?yōu)檎芷跁r，有源開關(guān) Q4 首先以非常小的脈沖寬度導(dǎo)通，然后逐漸增加到控制環(huán)路產(chǎn)生的占空比 (D)。Q4 上的軟啟動逐漸將開關(guān)節(jié)點(diǎn)漏極 - 源極電壓 (V DS ) 放電至零。一旦 Q4 的軟啟動完成，同步晶體管 Q3 就開始導(dǎo)通。它以微小的脈沖寬度開始，逐漸增加，直到脈沖寬度達(dá)到 1-D。當(dāng) Q4 的軟啟動完成并且 Q3 的軟啟動開始時，低頻開關(guān) Q2 導(dǎo)通。
噪聲可能會意外觸發(fā)過零檢測。出于安全考慮，在半個交流周期結(jié)束時，關(guān)閉所有開關(guān)。這樣會留下一個小死區(qū)，防止輸入交流短路。從交流正周期到負(fù)周期的過渡是相同的。圖 2顯示了測試結(jié)果。
圖 2不使用和使用 PWM 軟啟動的電流波形：傳統(tǒng)控制方法 (a) 和 PWM 軟啟動 (b)。
降低電壓環(huán)路效應(yīng)
電壓環(huán)路輸出上的雙線頻率紋波會影響電流基準(zhǔn)，進(jìn)而影響 THD。為了盡可能減少這種頻率紋波效應(yīng)(同時不犧牲負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng))，您可以在 V OUT 感測信號和電壓環(huán)路之間添加一個數(shù)字陷波(帶阻)濾波器。該陷波濾波器可以有效衰減雙線頻率紋波，同時仍允許所有其他頻率信號通過，包括由負(fù)載瞬態(tài)引起的突然 V OUT變化。負(fù)載瞬態(tài)不會受到影響。
另一種方法是在交流過零點(diǎn)時檢測 V OUT。由于交流過零點(diǎn)時的 V OUT值 Vout_zc(t) 等于其平均值，并且在穩(wěn)定狀態(tài)下為“常數(shù)”，因此它是電壓環(huán)路控制的完美反饋信號。要處理負(fù)載瞬變，請使用以下電壓環(huán)路控制定律：
如果 ((Vref – Vout(t) < 閾值)
{
誤差 = Vref – Vout_zc(t);
電壓環(huán)路輸出 = Gv(誤差, Kp, Ki);
}
否則
{
誤差 = Vref – Vout(t);
電壓環(huán)路輸出 = Gv(誤差, Kp_nl, Ki_nl);
}
如果瞬時 V OUT誤差較小，則使用交流過零時刻 Vout_zc(t) 的V OUT值和電壓環(huán)路補(bǔ)償器 Gv 的小比例積分 (PI) 環(huán)路增益 Kp、Ki。當(dāng)發(fā)生負(fù)載瞬變導(dǎo)致瞬時 V OUT誤差大于閾值時，使用瞬時 Vout(t) 值和 Gv 的 PI 環(huán)路增益 Kp_nl、Ki_nl 使 V OUT快速恢復(fù)到其標(biāo)稱值。
過采樣
PFC 電感器電流是在每個開關(guān)周期中具有直流偏移的鋸齒波;然后電流進(jìn)入信號調(diào)節(jié)電路(例如運(yùn)算放大器)，以使信號適合 PFC 控制電路。但是，這種信號調(diào)節(jié)電路無法對輸入電流紋波提供足夠的衰減。電流紋波仍然出現(xiàn)在放大器的輸出端。如果在每個開關(guān)周期僅對該信號進(jìn)行一次采樣，則沒有一個完美的固定位置，信號始終代表平均電流。因此，使用單個樣本很難實現(xiàn)良好的 THD。
為了獲得更準(zhǔn)確的反饋信號，我建議使用過采樣機(jī)制。圖 3顯示，可以在每個開關(guān)周期均勻地對電流反饋信號進(jìn)行八次采樣，取平均值，然后將其發(fā)送到控制環(huán)路。這種過采樣有效地平均了電流紋波，使得測量的電流信號更接近平均電流值。此外，控制器對噪聲(信號噪聲和測量噪聲)的敏感度降低。過采樣是減少電流波形失真的最有效方法之一。
圖 3每個開關(guān)周期過采樣八次。
占空比前饋
占空比前饋控制的基本思想是預(yù)先計算占空比，然后將該占空比添加到反饋控制器。對于在連續(xù)傳導(dǎo)模式下工作的升壓拓?fù)?，公?2 給出占空比 (dFF )為：
這種占空比模式可有效產(chǎn)生開關(guān)兩端的電壓，該電壓在開關(guān)周期內(nèi)的平均值等于整流輸入電壓。常規(guī)電流環(huán)路補(bǔ)償器會根據(jù)計算出的占空比模式改變占空比。
圖 4顯示了最終的控制方案。使用公式 2 計算 dFF 后，將其添加到傳統(tǒng)平均電流模式控制輸出 (dI )。然后，您可以使用最終占空比 (d) 生成 PWM 波形來控制 PFC。
圖4：dFF的平均電流模式控制。
由于占空比的大部分由占空比前饋產(chǎn)生，控制環(huán)路僅會稍微調(diào)整計算出的占空比。對于控制器環(huán)路帶寬有限的應(yīng)用，此技術(shù)可幫助改善 THD。
交流跳周期
一般而言，滿足輕載 THD 要求比滿足重載 THD 要求更難;對于 M-CRPS 規(guī)范中的 5% 負(fù)載 THD 要求尤其如此。如果 PFC 滿足除 5% 負(fù)載之外的所有其他 THD 要求，即使您已經(jīng)嘗試了迄今為止提到的所有方法，AC 周期跳躍方法也會有所幫助。
將 AC 周期跳躍視為一種特殊的突發(fā)模式：當(dāng)負(fù)載小于預(yù)定義閾值時，PFC 進(jìn)入此模式，并根據(jù)負(fù)載跳過一個或多個 AC 周期。換句話說，PFC 關(guān)閉一個或多個 AC 周期，并在下一個 AC 周期重新打開。開啟和關(guān)閉實例位于 AC 零交叉處，因此整個 AC 周期被跳過。由于 PFC 在電流等于零時開啟和關(guān)閉，因此壓力和電磁干擾較小。AC 周期跳躍不同于傳統(tǒng)的 PWM 脈沖跳躍突發(fā)模式，在傳統(tǒng) PWM 脈沖跳躍突發(fā)模式中，您可以隨機(jī)跳過 PWM 脈沖。
跳過的交流電周期數(shù)與負(fù)載成反比;負(fù)載越少，跳過的交流電周期越多。圖 5顯示了跳過一個交流電周期的情況。通道 1 是交流電電壓，通道 4 是交流電電流。
圖 5輕負(fù)載下的交流跳周期。
當(dāng) PFC 由于電流為零而關(guān)閉時，THD 為零。由于 PFC 需要補(bǔ)償關(guān)閉時間，因此它在打開時會提供大量功率，該功率大于平均值。本質(zhì)上，這會使 PFC 在中等負(fù)載下運(yùn)行，或完全關(guān)閉。由于中等負(fù)載下的 THD 比輕負(fù)載下的低得多，因此輕負(fù)載 THD 會降低。
測試結(jié)果
我在由德州儀器 C2000? 微控制器控制的 3 kW 圖騰柱無橋 PFC 上實現(xiàn)了本文描述的方法。圖 6顯示了 240 V AC下的 THD 測試結(jié)果。
圖 6 THD 測試結(jié)果。
THD不僅滿足最新的M-CRPS THD規(guī)格，還留有足夠的余量，保證PFC在量產(chǎn)時，即使有硬件公差，也能符合規(guī)格。
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