由于 SiC MOSFET 尺寸緊湊、效率更高，并且在高功率應用中具有卓越的性能，因此目前正在開關應用中取代 Si 器件。 SiC 器件可實現(xiàn)更快的開關時間，從而顯著降低開關損耗。這些優(yōu)勢源于 SiC 器件獨特的電氣和材料特性——MOSFET 體二極管結構固有的快速反向恢復，這削弱了 SiC MOSFET 的優(yōu)勢。在快速反向恢復事件期間，設備可能會經(jīng)歷較大的電壓尖峰，從而給設備和整個系統(tǒng)帶來風險。其他設計挑戰(zhàn)包括增加的電磁干擾 (EMI) 和意外故障，例如假柵極事件或寄生導通 。幸運的是，您可以減輕這些影響，從而優(yōu)化系統(tǒng)性能。
系統(tǒng)級別的反向恢復：
與軟體二極管集成的 SiC MOSFET 提高了轉換器電路的工作頻率和效率，同時減少了組件數(shù)量。
圖 1顯示了單相兩電平轉換器的全橋拓撲以及將導致反向恢復事件的脈沖模式。在 t 0處，所有開關開始處于關閉狀態(tài)。 S 1和S 4在t 1 期間最初開啟，讓電流通過負載。在t 2期間，S 4返回截止狀態(tài)。然后電流必須更改為續(xù)流路徑，該路徑利用了 S 2中的體二極管。這段時間稱為死區(qū)時間，電流會因路徑電阻而衰減。在t 2和t 3之間的過渡期間，S 4重新導通，導致?lián)舸┣闆r，迫使 S 2的體二極管進行反向恢復?；謴退查g后，電流路徑中的寄生電感會導致電壓過沖，以維持路徑中的電流。
圖 1. 單相兩電平轉換器的原理圖顯示了反向恢復事件之前的續(xù)流電流(藍色箭頭)的路徑。脈沖模式顯示續(xù)流路徑和反向恢復事件。
反向恢復和柔軟系數(shù)
當 SiC 二極管從“正向導通”轉變?yōu)椤敖刂範顟B(tài)”時，會發(fā)生快速或反向恢復。為了簡化反向恢復事件，圖 2顯示了二極管的理想恢復電流和電壓波形(圖 2a)以及 MOSFET 的非理想電流波形(圖 2b)。
圖 2. (a) 二極管的理想反向恢復電流(實線)和電壓(虛線)與 (b) 測量的 MOSFET 體二極管電流恢復波形的比較表明，測量的波形包含由寄生電感引起的振鈴在電路中。
圖 2a 顯示了基于 I二極管的兩個時間區(qū)域。從t 0到t 1，施加反向電壓VR(虛線)迫使電流以恒定速率d I /d t下降。在此期間，d I /d t變化的速率主要由所施加的VR 、互補器件的外部RG等電路元件以及寄生電路電感決定。在 t 1 開始時，多余的載流子從漂移區(qū)被移除，并且耗盡區(qū)開始形成，從而在二極管兩端建立電壓。當 I 時，電壓達到目標值 V Rrrm在 t 2 處滿足，并且沒有來自電壓源 VR 的額外偏置進一步增加電流幅度。從 t 2到 t 3，由于寄生電感與下降的環(huán)路電流相反，電壓超過其目標值，最終穩(wěn)定在 V R。電壓過沖峰值取決于電路的寄生電感和恢復電流的變化率dI r /dt (max)。
通常，我們使用兩個公式來評估恢復事件的軟度因子。下面是 S1，單參數(shù)比率：
其中 t a = t 2 – t 1且t b = t 3 – t 2 。
當S 1 = 1 時，電流達到Irrm 所需的時間等于返回到0 A 或泄漏值所需的時間。
測量反向恢復事件軟度的第二種方法定義如下：
其中：dI/dt 為換流電流初始過零時的電流，dI r /dt (max)為 t b期間的最大返回電流。
當S 2 = 1時，流入和流出體二極管的電流速率相等。大多數(shù)器件從未達到理想的 S 1 和 S 2值。當S1和S2小于1時，將發(fā)生快速恢復，而大于1的值被認為是軟恢復。
圖3顯示了用于執(zhí)行反向恢復特性分析的半橋測試電路。與圖 1 中描述的脈沖模式類似，高側器件最初會打開和關閉，以允許受控的電流量流過低側 MOSFET 的體二極管。然后，高側器件重新開啟，迫使續(xù)流電流換向、過沖并最終穩(wěn)定下來，完成反向恢復事件。測試板和其他外部電路應限制對體二極管特性的影響。根據(jù)良好的 PCB 布局實踐，盡力最小化測試板的雜散電感，并確保外部電路不會限制 MOSFET 的開關能力。最小化電源和柵極環(huán)路的面積將減少電感并實現(xiàn)更好的開關控制。
圖 3. 該半橋配置的測試電路可讓您表征 MOSFET 中的反向恢復參數(shù)
管理反向恢復和 EMI
溫度依賴性是反向恢復事件期間V DS過沖和峰值 I DS值的主要因素。在高溫下進行的測試將提供“最壞情況”的結果。通過體二極管的續(xù)流電流隨著時間的推移以熱量的形式慢慢消散。這種熱量會導致結點溫度發(fā)生變化，從而降低導電路徑的電阻，從而增加初始 d I /d t。
圖 4a顯示了反向恢復電流的溫度依賴性。測試參數(shù)包括 R G(ext) = 5 Ω、V DS = 800 V 和 I D = 40 A。建議增加外部柵極電阻以實現(xiàn)更柔和的恢復特性，例如降低 Q rr、I rrm和阻尼振鈴。圖 4b) 顯示了通過增加 R G(ext)獲得的反向恢復改進。較高的柵極電阻可降低快速反向恢復的風險，并且如果過度阻尼，則可能會因 t rr增加而增加開關損耗。圖 4b) 顯示了不同外部 R G的反向恢復電流與時間的關系價值觀。電流波形中振鈴效應的減少將減少不需要的 EMI。
圖 4.ID 與 t (a) 在 25°C 和 175°C 以及 (b) 不同 RG(ext) 值下的關系顯示了溫度和外部柵極電阻對反向恢復的影響。
表 1表明，增加 R G將降低 d I /d t和 Q rr并抑制初始振蕩峰值電流水平。相反，增加 R G也會增加 t rr，從而在過沖和開關時間之間進行權衡。測量后務必目視檢查波形。
表 1. 各種 RG(ext) 值的反向二極管特性。
反向恢復對電壓和能量的影響
您還必須考慮反向恢復對電壓的影響，以確保電源電路不會超出設備的安全工作區(qū) (SOA)。換向電流路徑中的寄生電感會導致電壓波形出現(xiàn)過沖。如果忽視，您將違反 SOA 并降低系統(tǒng)效率和半導體器件的使用壽命。
圖 5a顯示了在 T = 125°C 且 V DS = 800 V時，低側器件的I SD恢復波形與時間的函數(shù)關系。圖 5b顯示了 V DS恢復波形與時間的函數(shù)關系，圖 5c顯示了峰值 V DS值作為外部柵極電阻的函數(shù)。測試的器件采用半橋配置，每個開關位置有 4 個并行芯片。正如預期的那樣，V DS峰值隨著 R G(ext)的增加而降低。需要R G(ext) >3 Ω 才能保持在器件的 SOA 內。
圖 5. 顯示了在半橋配置中使用并聯(lián)四個芯片時的 (a) IDS 與 t (b) VDS 與 t (c) 以及 VDS 峰值與 RG(ext) 結果。通過增加模塊的外部柵極電阻可以輕松管理峰值 VDS。
結論
所示電路可幫助您在 SiC MOSFET 體二極管反向恢復期間減輕過沖電壓和不需要的 EMI。反向恢復是 MOSFET 體二極管固有的現(xiàn)象，結溫升高會放大負面影響。電路板或模塊電路寄生會產(chǎn)生振蕩電壓尖峰，從而打破器件 SOA 限制。您應該準確表征 MOSFET 體二極管的軟度系數(shù)，以充分了解緩解技術所帶來的好處。增加外部柵極電阻是軟化恢復特性和管理 V DS過沖的最常用方法。
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