高頻諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計注意事項

高頻諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計考慮因素包括組件選擇、寄生參數(shù)設(shè)計、同步整流器設(shè)計和電壓增益設(shè)計。本電源技巧重點關(guān)注影響開關(guān)元件選擇的關(guān)鍵參數(shù)，以及高頻諧振轉(zhuǎn)換器中變壓器繞組內(nèi)電容的影響。

過去十年寬帶隙 (WBG) 器件的商業(yè)化使得功率轉(zhuǎn)換器能夠在更高的頻率下運行，從而實現(xiàn)更高的功率密度。高性能電源剛剛開始包含 WBG 器件，尤其是碳化硅和氮化鎵場效應(yīng)晶體管 (FET)，因為它們的輸出電容 (C oss )、柵極電荷 (Q g )、導(dǎo)通電阻 (R DS (on) ) 和反向恢復(fù)電荷 (Q rr )，在相同擊穿電壓水平下均低于(或不存在)硅或硅超結(jié) FET。較低的 Q g會降低所需的驅(qū)動功率 – Pdrive = Vdrive QgFsw – 較低的 R DS(on)可減少傳導(dǎo)損耗，其中 Vdrive是驅(qū)動電壓，F(xiàn)sw是FET 開關(guān)頻率。除了 Q g和 R DS(on)之外，在選擇高頻轉(zhuǎn)換器中的元件時，考慮 C oss和 Q rr也很重要。

在如圖 1所示的電感-電感-電容串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器 (LLC-SRC) 等諧振轉(zhuǎn)換器中，諧振回路中的電流對 FET 的 C oss進(jìn)行充電/放電(圖 2 中的狀態(tài) 1)，以便實現(xiàn)零電壓開關(guān)(ZVS)。 ZVS 意味著 FET 漏源電壓 (V DS ) 在其柵極電壓變高之前達(dá)到零。因此，較低的 C oss可以在相同諧振回路電流水平下實現(xiàn)更短的死區(qū)時間，以實現(xiàn) ZVS。更短的死區(qū)時間意味著初級側(cè)諧振回路和 FET 上的占空比更大以及更低的均方根 (RMS) 電流，這意味著更高的效率以及以更高的開關(guān)頻率運行轉(zhuǎn)換器的能力。

圖1 LLC-SRC

為了實現(xiàn) ZVS，F(xiàn)ET 的體二極管總會有一段時間導(dǎo)通電流——圖 2中的狀態(tài) 2 。如果 FET 具有 Q rr并在體二極管仍傳導(dǎo)電流時再次導(dǎo)通，則 FET 本身將產(chǎn)生反向電流以對 Q rr進(jìn)行放電，并導(dǎo)致硬開關(guān)和高壓應(yīng)力 - 可能會損壞 FET。

圖 2 LLC-SRC 的開關(guān)轉(zhuǎn)換

圖 3說明了如圖 1 所示的 LLC-SRC 啟動過程中的這種硬開關(guān)現(xiàn)象。當(dāng) FET Q 2首先傳導(dǎo)電流時，電感器電流 I PRI就會建立。然后電流 I PRI通過 FET Q 1通道和體二極管傳導(dǎo)。在不允許電流反向流動的情況下，F(xiàn)ET Q 2再次導(dǎo)通。由于Q rr的存在，F(xiàn)ET Q 1自產(chǎn)生反向電流對Q rr進(jìn)行放電，從而產(chǎn)生高電壓應(yīng)力。

圖 3由于 Q rr導(dǎo)致的硬開關(guān)

在高頻諧振轉(zhuǎn)換器中，諧振回路阻抗通常比低頻諧振轉(zhuǎn)換器中的諧振回路阻抗低得多。因此，高頻諧振轉(zhuǎn)換器的啟動浪涌電流預(yù)計會更高。以圖 1 中的 LLC-SRC 為例，當(dāng)輸出電壓為零(啟動時的初始條件)時，Q 2首次導(dǎo)通時限制啟動電流的唯一阻抗是 L r ——LLC-SRC 中的串聯(lián)諧振電感。源代碼。高效率和高頻諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計，特別是總線轉(zhuǎn)換器，通常最小化L r以提高效率。 L r值越小，相同啟動頻率下啟動電流越大，更容易受到 Q 的影響rr相關(guān)的硬切換。因此，在高頻諧振轉(zhuǎn)換器中使用低 Q rr FET至關(guān)重要。

利用 WBG 器件的上述優(yōu)點，可以在兆赫茲范圍內(nèi)運行隔離諧振轉(zhuǎn)換器，這比傳統(tǒng)隔離電源快 5 至 10 倍。在這個“高頻”領(lǐng)域，許多曾經(jīng)在轉(zhuǎn)換器設(shè)計過程中被認(rèn)為“可以忽略不計”的參數(shù)不再可以忽略不計，例如變壓器繞組內(nèi)電容器。

在傳統(tǒng)的諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計過程中，設(shè)計者必須確保諧振回路中存儲的能量高于FET C oss中存儲的能量，以便C oss耗盡諧振回路中存儲的能量以實現(xiàn)ZVS。以圖 1 所示的 LLC-SRC 為例，公式 1 確保了該不等式的有效性：

其中 I Lm是磁化電感器 L m的峰值電流，V in是 LLC-SRC 的輸入電壓。通過將電感器的歐姆定律應(yīng)用到 L m ，方程 1 可以重寫為方程 2 ：

其中 n = N p :N s1(假設(shè) N s1 = N s2)是變壓器匝數(shù)比，V out是輸出電壓。

當(dāng)諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計需要覆蓋較寬的工作范圍和保持時間時，L m通常遠(yuǎn)小于公式 2 右側(cè)的值，以保持 L n = L m /L r較低(應(yīng)用以下公式中的 L n值)：閉環(huán) LLC-SRC 設(shè)計中的 4 至 10)。當(dāng)總線轉(zhuǎn)換器等諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計需要高轉(zhuǎn)換器效率時，最大化 L m可降低初級 RMS 電流，從而降低傳導(dǎo)損耗。在這種情況下，L m值將接近等式 2 右側(cè)的值。然而，等式 2 僅代表理想變壓器的理想條件。在實際變壓器中，許多參數(shù)都會影響 Coss充放電能力。最關(guān)鍵的參數(shù)是繞組內(nèi)電容。

圖 4顯示了 LLC-SRC 開關(guān)瞬態(tài)期間的簡化電路模型，其中 L m (I Lm ) 上的電流對 C eq (與諧振電容器Cr串聯(lián)的兩個 FET 的C oss)進(jìn)行放電，假設(shè)Cr為電壓源。如果沒有變壓器繞組內(nèi)電容 (C TX )，則所有 I Lm都會變?yōu)?C eq并且公式 2 有效。但由于 C TX的存在，一些 I Lm必須進(jìn)入 C TX來改變變壓器繞組極性，從而降低了 C oss放電能力，并產(chǎn)生失去 ZVS 的可能性。因此，必須通過保持初級繞組層與每層之間的距離以及次級繞組的層距來保持較低的C TX 。

圖4變壓器繞組內(nèi)電容器的影響

確定 L m值的經(jīng)驗法則是僅使用通過公式 2 計算出的最大 L m值的一半，因為在實際構(gòu)建變壓器之前通常很難預(yù)測 C TX值。在具有 400V 輸入的轉(zhuǎn)換器中，C TX通常落在 22 pF 至 100 pF 的范圍內(nèi)。一旦變壓器結(jié)構(gòu)固定，在電路仿真中對 C TX進(jìn)行建模也非常有用，以確保足夠低的 L m并留有余量。