反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)

反激式轉(zhuǎn)換器具有眾多優(yōu)點(diǎn)，包括成本最低的隔離式電源轉(zhuǎn)換器、輕松提供多個(gè)輸出電壓、簡單的初級(jí)側(cè)控制器以及高達(dá) 300W 的功率傳輸。反激式轉(zhuǎn)換器用于許多離線應(yīng)用，從電視到手機(jī)充電器以及電信和工業(yè)應(yīng)用。它們的基本操作可能看起來令人生畏，而且設(shè)計(jì)選擇很多，特別是對(duì)于那些以前沒有設(shè)計(jì)過的人來說。讓我們看看 53 VDC 至 12V、5A 連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 反激式的一些關(guān)鍵設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)。

圖 1 顯示了工作頻率為 250 kHz 的 60W 反激式詳細(xì)原理圖。當(dāng) FET Q2 導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓施加在變壓器的初級(jí)繞組上。繞組中的電流現(xiàn)在逐漸增加，從而可以將能量存儲(chǔ)在變壓器中。由于輸出整流器 D1 反向偏置，流向輸出的電流被阻止。當(dāng) Q2 關(guān)閉時(shí)，初級(jí)電流中斷，迫使繞組的電壓極性反轉(zhuǎn)。電流現(xiàn)在從次級(jí)繞組流出，使繞組電壓的極性反轉(zhuǎn)，點(diǎn)電壓為正。 D1 導(dǎo)通，向輸出負(fù)載提供電流并對(duì)輸出電容器充電。

圖1 60W CCM反激式轉(zhuǎn)換器原理圖

可以添加額外的變壓器繞組，甚至堆疊在其他繞組的頂部，以獲得額外的輸出。然而，增加的產(chǎn)出越多，其監(jiān)管就會(huì)越差。這是由于繞組和鐵芯(耦合)之間的磁通鏈不完善以及繞組的物理分離造成的漏感。漏電感充當(dāng)與初級(jí)繞組和輸出繞組串聯(lián)的雜散電感。這會(huì)產(chǎn)生與繞組串聯(lián)的意外電壓降，從而有效降低輸出電壓調(diào)節(jié)精度。一般的經(jīng)驗(yàn)法則是，使用正確繞制的變壓器時(shí)，在交叉負(fù)載情況下，預(yù)計(jì)非穩(wěn)壓輸出會(huì)變化 +/-5% 至 10%。此外，通過峰值檢測泄漏引起的電壓尖峰，重負(fù)載的穩(wěn)壓輸出可能會(huì)導(dǎo)致空載次級(jí)輸出電壓大幅增加。在這種情況下，預(yù)載或軟鉗位可以幫助限制電壓。

CCM 和斷續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 操作各有其優(yōu)點(diǎn)。根據(jù)定義，當(dāng)輸出整流器電流在下一個(gè)周期開始之前降至 0A 時(shí)，就會(huì)發(fā)生 DCM 操作。 DCM 操作的優(yōu)點(diǎn)包括較低的初級(jí)電感(通常會(huì)導(dǎo)致較小的電源變壓器)、消除整流器的反向恢復(fù)損耗和 FET 導(dǎo)通損耗，以及無右半平面零。然而，與 CCM 相比，這些優(yōu)點(diǎn)被初級(jí)和次級(jí)中較高的峰值電流、增加的輸入和輸出電容、增加的電磁干擾 (EMI) 以及降低的輕載占空比操作所抵消。

圖2 CCM和DCM反激式FET及整流器電流比較

圖 2說明了在 V IN 最小時(shí) Q2 和 D1 中的電流如何變化，以及 CCM 和 DCM 中負(fù)載從最大值減小到約 25%。在 CCM 中，當(dāng)負(fù)載處于最大和最小設(shè)計(jì)水平(~25%)之間時(shí)，固定輸入電壓的占空比是恒定的。當(dāng)前的“基準(zhǔn)”水平隨著負(fù)載的減少而降低，直到達(dá)到 DCM，此時(shí)占空比會(huì)降低。在 DCM 中，最大占空比僅出現(xiàn)在最小 V IN 和最大負(fù)載時(shí)。輸入電壓增加或負(fù)載減少時(shí)，占空比會(huì)降低。

這可以使占空比在高線路和最小負(fù)載下變小，因此請(qǐng)確保您的控制器可以在此最短接通時(shí)間內(nèi)正常運(yùn)行。 DCM 操作會(huì)在整流器電流達(dá)到 0A 后引入占空比低于 50% 的死區(qū)時(shí)間。它的特點(diǎn)是 FET 漏極上有一個(gè)正弦電壓，并由殘余電流、寄生電容和漏電感設(shè)置，但通常是良性的。對(duì)于此設(shè)計(jì)，選擇 CCM 操作是因?yàn)榭梢酝ㄟ^減少開關(guān)和變壓器損耗來實(shí)現(xiàn)更高的效率。

該設(shè)計(jì)使用初級(jí)參考 14V 偏置繞組在 12V 輸出達(dá)到調(diào)節(jié)后為控制器供電，與直接從輸入供電相比，減少了損耗。我選擇了兩級(jí)輸出濾波器來實(shí)現(xiàn)低紋波電壓。第一級(jí)陶瓷電容器處理 D1 中脈動(dòng)電流的高 RMS 電流。它們的紋波電壓通過濾波器 L1 和 C9/C10 降低，紋波降低約 10 倍，同時(shí) C9/C10 中的 RMS 電流也降低。如果可以接受更高的輸出紋波電壓，則可以取消 L/C 濾波器，但輸出電容器必須能夠處理全 RMS 電流。

UCC3809-1或UCC3809-2控制器設(shè)計(jì)用于直接與 U2 光耦合器連接，以實(shí)現(xiàn)隔離應(yīng)用。在非隔離設(shè)計(jì)中，可以消除 U2 和 U3 以及直接連接到控制器的電壓反饋電阻分壓器，例如具有內(nèi)部誤差放大器的UCC3813-x系列。

Q2 和 D1 上的開關(guān)電壓會(huì)在變壓器繞組間和組件寄生電容中產(chǎn)生高頻共模電流。如果沒有 EMI 電容器 C12 提供返回路徑，這些電流將流入輸入和/或輸出，從而增加噪聲或可能導(dǎo)致運(yùn)行不穩(wěn)定。

Q3/R19/C18/R17 的組合通過將振蕩器的電壓斜坡求和到 R18 的初級(jí)電流檢測電壓中來提供斜率補(bǔ)償，該電壓用于電流模式控制。斜率補(bǔ)償消除了次諧波振蕩，這種現(xiàn)象的特點(diǎn)是先出現(xiàn)寬占空比脈沖，然后出現(xiàn)窄占空比脈沖。由于該轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)為不超過 50% 的運(yùn)行，因此我添加了斜率補(bǔ)償以降低開關(guān)抖動(dòng)敏感性。然而，過大的電壓斜率可能會(huì)將控制環(huán)路推向電壓模式控制，并可能導(dǎo)致不穩(wěn)定。最后，光耦合器傳輸來自次級(jí)側(cè)的誤差信號(hào)以保持輸出電壓穩(wěn)定。反饋 (FB) 信號(hào)包括電流斜坡、斜率補(bǔ)償、輸出誤差信號(hào)和 DC 偏移，以降低過流閾值。

圖 3 顯示了 Q2 和 D1 的電壓波形，顯示了一些漏感和二極管反向恢復(fù)引起的振鈴。

圖 3 FET 和整流器振鈴受到鉗位和緩沖器的限制(57 V IN，5 A 時(shí) 12 V)。

反激式被認(rèn)為是需要低成本隔離轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用的標(biāo)準(zhǔn)。此設(shè)計(jì)示例涵蓋了 CCM 反激式設(shè)計(jì)的基本設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)。下個(gè)月加入我們，查看詳細(xì)的功率級(jí)設(shè)計(jì)計(jì)算。