超高效單相和三相單級交流-直流變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

通過下面的例子可以很好的解釋這種新型混合轉(zhuǎn)換方法。圖1（a）所示是一個改進的Cuk變換器，它增加了一個與輸出電感Lr串聯(lián)的整流管CR2。電感的下標(biāo)r表示該電感的用途可以變換，從一個方波Cuk變換器的脈寬調(diào)制電感變換成混合轉(zhuǎn)換Boost變換器的諧振電感。消去脈寬調(diào)制電感可以使Cuk變換器不降低電壓，只留下遞升的直流電壓增長倍數(shù)，而不改變本身的極性變換。因此，新的直流電壓倍數(shù)為：

        （1）

于是，得到了一種新型變級Boost變換器?，F(xiàn)在進一步分析這種變級Boost變換器的工作原理。首先，它包含有3個開關(guān)，即一個正向控制開關(guān)（MOSFET管）和兩個整流管CR1、 CR2。與當(dāng)前的傳統(tǒng)方波脈寬調(diào)制整流器相比，這種新型變換器的開關(guān)必須是互補的偶數(shù)，這里是2、4或者更大的偶數(shù)，而傳統(tǒng)的脈寬調(diào)制整流器開關(guān)數(shù)為奇數(shù)，例如3個。

控制開關(guān)管S具有兩個作用：⑴ 作為Boost級的控制開關(guān)，如圖1（b）；⑵ 作為轉(zhuǎn)換級的控制開關(guān)，如圖1（c）。而諧振電容Cr連接著Boost級和轉(zhuǎn)換級，既是Boost級的輸出脈寬調(diào)制電容，又是轉(zhuǎn)換級的諧振電容。在開關(guān)管關(guān)斷期間，由輸入電感作為電流源對其進行線性充電，在開關(guān)管開通期間向負(fù)載供電。  

圖1

圖2顯示諧振電流模型和相應(yīng)諧振電容的電壓波形。瞬時諧振電容電壓在開關(guān)時刻是連續(xù)的（電壓值無跳變），并且疊加了大小約為VCr的直流電壓?？紤]圖2所示電路模型，如果在開通時間DTS里電容的諧振效果被完全抑制時，諧振電感就會達(dá)到流量平衡，穩(wěn)態(tài)條件如下式：   

        （2）

同時，也應(yīng)注意諧振電感的重要作用。如果沒有諧振電感，電能將以一種耗散方式進行轉(zhuǎn)換，大幅降低效率并會產(chǎn)生附加的尖峰電壓。而加上諧振電感則會解決這兩個問題。

從（2）式可以看到，諧振電容的電壓由兩部分疊加而成：幅值VCr的直流電壓和幅值vCr的紋波電壓。當(dāng)輸出電容C的值遠(yuǎn)大于諧振電容Cr的值時，它們的連接關(guān)系就如圖3所示，在這個模型中只留下了諧振電容Cr。此外，當(dāng)直流電壓部分按（2）式減小時，諧振電容的凈電壓就變?yōu)榧y波電壓vCr。      

圖3

諧振電容的電流變化波形如圖3所示。

圖1（a）所示，在放電回路中，當(dāng)諧振電容放電時，電流會流經(jīng)一個二極管CR2。這個二極管只允許電流沿正向流動。此外，只有當(dāng)諧振電感電流在導(dǎo)通時間的最后減小到零時，二極管才會關(guān)斷，因此諧振電容電流也為零。由于諧振電流是正弦全波，所以開始導(dǎo)通時諧振電容電流為0，如圖3所示。         

從圖3的交流諧振電路模型中，可以得到諧振電壓和諧振電流的求解公式：

ir(t)=Ipsin(ωrt);   vCr(t)=△vCrcos(ωrt);                      （3）

△vCr=IpRN         （4）

通過對圖1（a）中兩個輸出電流整流器的極性進行簡單變換以及重置電感Lr的位置，可以很容易地得到一種同極非反相Boost變換器，如圖4（a）所示。應(yīng)注意的是：像在傳統(tǒng)的升壓型變換器中那樣，CR2整流管只能在關(guān)斷期間才開始工作，所以需要重新指定電流整流器。諧振電感和脈寬調(diào)制電感的流量平衡情況如圖4（b）所示。

VCr=0                                   （5）

    （6）

（a）

（b）

圖4

圖5（a）給出了另外一種變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。負(fù)的輸入電壓源產(chǎn)生正的直流輸出電壓，圖5（b）的陰影部分顯示了電路的流量平衡情況。這種變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與圖1（a）所給出的原始級變換升壓電路相似，區(qū)別在于電壓源為負(fù)。因此，得到的穩(wěn)態(tài)直流電壓值與之前得到的結(jié)果是一致的。應(yīng)注意諧振電感位置的變化，即和整流管CR2位于同一個支路。

（a）

（b）

圖5

圖5（a）所示變換器的諧振電容紋波電壓△Vr在數(shù)量級上比直流電壓Vr小很多，諧振電感的能量流動比脈寬調(diào)制電感小大約50倍，這可以通過比較圖5（b）中諧振電感和脈寬調(diào)制電感陰影部分的面積來得到?？梢缘玫浇Y(jié)論：與脈寬調(diào)制輸入電感相比，諧振電感的尺寸和損耗大小是微不足道的。

2 非橋型PFC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

通過比較圖1（a）和圖5（a）給出的兩種變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可以得到結(jié)論：改變輸入電壓源極性會產(chǎn)生正值且相等的直流輸出電壓，由式（1）和式（6）給出。然而，由于改變了輸入電壓源的極性，導(dǎo)致二極管支路中諧振電感位置產(chǎn)生變化，使得這兩種電路結(jié)構(gòu)上是不完全一致的。如圖6所示，把這兩種情況下的諧振電感都和諧振電容放置在同一支路中，就可以解決這個問題。圖6所示的變換器電路結(jié)構(gòu)沒有改變，并且與電源電壓的極性無關(guān)。因此，電源電壓可以是能夠改變極性的交流電壓。

還應(yīng)注意如何根據(jù)輸入電壓的極性來分配兩個整流管的導(dǎo)通時間。換句話說，由于圖6中所示的這種新型變換器電路，是第一個具有不同極性輸入電壓產(chǎn)生相同直流電壓放大倍數(shù)的真實交流-直流轉(zhuǎn)換器，所以，不需要在電路前端加全橋整流管。因此得到結(jié)論：一個單極無橋PFC交流-直流變換器可以從交流電源端直接進行控制，并不需要前端橋式整流管，這點與傳統(tǒng)的PFC升壓整流器一致。就像控制開關(guān)管S必須根據(jù)交流電壓源的極性來改變自己的現(xiàn)有方向和電壓阻塞能力一樣，它也可以通過一個兩管相連的MOSFET作為開關(guān)來實現(xiàn)，如圖6所示。

圖6

3 帶隔離的非橋型PFC變換器

傳統(tǒng)的升壓型變換器不能很好的加入隔離環(huán)節(jié)。最常用的是全橋隔離升壓變換器，這種變換器的一次側(cè)包含4個完全可控的MOSFET開關(guān)管，二次側(cè)包含4個二極管相連的整流橋。從圖7中可以看到，真實無橋變換器中引入了這種隔離變壓器，并且保留了原來3個開關(guān)管的配置，同時也具有了原來非隔離配置的優(yōu)點，比如所有開關(guān)上的低電壓應(yīng)力。

通過控制輸入交流線電流（50Hz或60Hz）使它與輸入交流線電壓同相位且成比例，可以得到完整功率因數(shù)和低的總諧波畸變。同時應(yīng)注意，PFC集成電路控制器也必須是一個真實PFC控制器，因為無論是全波交流線電壓還是全波交流線電流，控制器都能夠接受其作為輸入信號進行處理。通常PFC集成電路控制器用的是整流后的交流線電壓和交流線電流。只有當(dāng)控制器附加的信號處理電路將全波交流電壓源的全波交流電流轉(zhuǎn)換為半波整流交流時，這些傳統(tǒng)的PFC集成電路控制器才可以使用。

隔離變壓器是丘克變換器的單端變壓器類型里最好的一種，圖8所示是變壓器磁心的BH曲線，由于變壓器工作時沒有直流偏置，所以它具有雙向能流和方形環(huán)BH曲線的特點。因此，變壓器設(shè)計時不用降低性能和增大磁心尺寸，就可以提高到很高的功率。實際上，隔離變壓器的交流通量比輸入通量至少低4倍，例如正激變換器和橋式隔離變換器。這直接轉(zhuǎn)化是為了尺寸的成比例減小以及效率的提高。

圖7                                     圖8

通過把輸入電感整合到隔離變壓器1,2,3的共用磁心上，可以進一步改善變壓器性能。磁靴氣隙以及隔離變壓器線圈的放置，能夠?qū)⑤斎腚姼械母哳l紋波轉(zhuǎn)化為隔離變壓器產(chǎn)生的無紋波輸入電流，波形如圖7所示。并且還改變了磁性材料的尺寸，變?yōu)橹挥幸粋€磁心并進一步提高了變換器效率。

PFC的性能參數(shù)，是以一個400W，AC-DC無橋PFC變換器為原型進行測量確定的。圖9所示，測量結(jié)果是在變換器達(dá)到300W功率水平時獲得的，它顯示了變換器具有比較低的總諧波畸變（1.7%）和0.999的功率因數(shù)。圖10所示，在240V交流高壓情況下，變換器效率值達(dá)到了將近98%。最重要的是在120V交流線電壓（美國輸電干線）情況下，效率值依舊非常高（97.2%），而通常低壓情況下效率值會降低2%到3%，但這種變換器效率值變化不大，原因就在于消除了前端橋式整流器的二極管壓降。

圖9

圖10

4 三相橋式整流器

1989年出生在塞爾維亞的美國科學(xué)家尼古拉·特斯拉（圖11）發(fā)明了多相（三相）輸電系統(tǒng)，這項發(fā)明連同他的其他兩項發(fā)明，即三相交流電動機（同步電機、感應(yīng)電機）和交流發(fā)電機一起實現(xiàn)了高效率、世界范圍內(nèi)的電力傳送與應(yīng)用，到現(xiàn)在依舊具有重大意義。

圖11                                   圖12

為了紀(jì)念他，國際單位制下磁通密度的單位命名為特斯拉，符號為T（圖12）。

特斯拉三相電系統(tǒng)的關(guān)鍵內(nèi)容之一是它包含了相位依次相差120º的三相交流電壓。當(dāng)每一相傳遞的電流同相并且與各自的交流線電壓成比例時（每一相上的整體功率因數(shù)作用），各相瞬時功率都為正值且隨時間變化。然而，如圖13所示，三相總的功率和是恒定的。由于在三相交流發(fā)電端和三相交流負(fù)載端這個結(jié)論都成立，因此，在三相長距離輸電系統(tǒng)中不需要儲存電能。此外，三相交流變壓器兩邊交流電壓的應(yīng)用，可以提高原邊電壓、降低副邊電壓。

圖13

然而，在許多實際應(yīng)用中要求使用直流電壓，比如通信設(shè)備和計算機應(yīng)用的48V直流電壓。遺憾的是，所有現(xiàn)行的AC-DC轉(zhuǎn)換器都是基于兩個功率處理級的級聯(lián)系統(tǒng)。第一級是通過使用6個或更多的可控開關(guān)來將三相輸入電壓轉(zhuǎn)換為400V的總線直流電壓。第二級隔離式DC-DC變換級可以實現(xiàn)隔離工作和進一步降低電壓值，例如48V或12V。但是，所有現(xiàn)行的隔離式DC-DC變換器，都必須以輸出濾波電感傳輸直流負(fù)載電流的形式存儲直流輸出電能。

變換器的問題在于，將交流電壓轉(zhuǎn)換為400V中等直流電壓時整流方式的不成熟。傳遞到直流負(fù)載的瞬態(tài)功率是恒定的。因此，沒有概念性的理論來說明為什么恒定的瞬時三相輸入功率無法直接轉(zhuǎn)換成恒定的直流輸出功率。這樣的AC-DC轉(zhuǎn)換方式，顯而易見的優(yōu)勢就在于它可以完全忽略對于儲能的需求。此外，能量轉(zhuǎn)換將會基于一個單功率處理級進行，如圖14所示的新型三相整流器，它包括3個隔離式無橋PFC變換器，每相類型如圖7所示。

圖14

同樣，這種變換器也具有效率和尺寸方面的優(yōu)勢。例如，由于總功率是通過3個并聯(lián)線路進行傳輸，所以每一相只有總輸出功率的1/3。每一相的總效率值與隔離式變換器一致，均為98%。每一相也具有低的總諧波畸變和高達(dá)0.999的功率因數(shù)。

最后應(yīng)注意的是，每一相的瞬時輸出電流都是正值，并且隨時間呈正弦規(guī)律變化。然而，由于輸出電流每相依次相差120º的相角，各相波動的輸出電流疊加形成了恒定的總輸出電流，如圖15所示。剩余紋波電流大約為直流負(fù)載電流的5%，并且接近濾波頻率，而且比基波頻率60Hz高6倍。這顯然會極大減小濾波電容尺寸，進而減小了三相整流器的尺寸和成本。

圖15

5 另一種隔離式真實無橋PFC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

8 結(jié)論

本文首次提出了一種新型混合開關(guān)方法并作了詳細(xì)介紹。這種方法可以使單功率處理級高頻AC-DC變換器同時具有功率因數(shù)校正和隔離兩個特點。由單相整流器擴展成的三相整流器也首次實現(xiàn)了由三相交流輸入直接輸出直流電壓，同時保證了效率最高、尺寸最小。

參考文獻

(1) Slobodan Cuk, ”Modeling, Analysis and Design of Switching Converters”, PhD thesis,

November 1976, Califonia Institute of Technology, Pasadena, Califonia, USA.

(2) Slobodan Cuk, R.D. Middlebrook, “Advances in Switched-Mode Power Conversion, “Vol.Ⅰ, Ⅱ, Ⅲ, TESLAco 1981 and 1983.

(3) Slobodan Cuk, articles in Power Electronics Technology, descibing sing-Stage,

Bridgeless, lsolated PFC Converters published in July, August, October and November 2010 issues.

(4) Slobodan Cuk and Zhe Zhang, Voltage Step-up Switching DC-DC Converter, US patent

No.7,778,046, August 17, 2010.