基于電流型PWM整流器的電子模擬負(fù)載系統(tǒng)研究

前言

通常，直流電源出廠前都需要進(jìn)行老化試驗(yàn)及電源輸出特性試驗(yàn)，國外發(fā)達(dá)國家一般都采用電子模擬負(fù)載系統(tǒng)進(jìn)行類似的試驗(yàn)，將試驗(yàn)過程的能量回饋電網(wǎng)。由于這樣的系統(tǒng)一般都比較昂貴，因此我國只有極少數(shù)電源生產(chǎn)廠商在出廠考核時(shí)使用電子模擬功率負(fù)載。

對于有些場合，電源的放電也可以采用由晶閘管組成的有源逆變電路來實(shí)現(xiàn)，但因其功率因數(shù)差，諧波含量高，不能滿足相關(guān)的國際及國家的諧波標(biāo)準(zhǔn)，因而不適合大功率的應(yīng)用場合。

為解決這一問題我們曾經(jīng)研制了利用電壓型PWM整流器實(shí)現(xiàn)的電子模擬功率負(fù)載，它是一種利用電力電子技術(shù)、計(jì)算機(jī)控制技術(shù)及電力系統(tǒng)自動化技術(shù)設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)，用于對各種直流電源進(jìn)行考核試驗(yàn)的實(shí)驗(yàn)裝置。盡管由電壓型PWM整流器實(shí)現(xiàn)的電子模擬負(fù)載系統(tǒng)能進(jìn)行恒壓輸出的電源系統(tǒng)試驗(yàn)，然而對于輸出電壓在一定范圍內(nèi)變化的直流電源及蓄電池電源（端電壓在放電過程中逐漸下降），因?yàn)殡妷盒蚉WM整流器的直流側(cè)至交流側(cè)具有降壓的特性，所以很難設(shè)計(jì)利用電壓型PWM整流器實(shí)現(xiàn)的電子模擬功率負(fù)載，以滿足在被試電源輸出電壓較低時(shí)或蓄電池因放電而輸出電壓降低時(shí)整個(gè)范圍的要求。

針對上述分析，通過對電壓型及電流型PWM整流器特性的比較，提出了一種利用電流型PWM整流器直、交流變換的升壓特性實(shí)現(xiàn)的電子模擬功率負(fù)載系統(tǒng)。該系統(tǒng)除了具有電壓型PWM整流器功率因數(shù)高、輸出連續(xù)可調(diào)的優(yōu)點(diǎn)外，還能滿足輸出電壓變化的電源的試驗(yàn)要求，且具有可靠性高等優(yōu)點(diǎn)。

方案選擇

電壓型PWM整流器與電流型PWM整流器的特點(diǎn)比較

盡管電壓型PWM整流器與電流型PWM整流器均能實(shí)現(xiàn)交流至直流及直流至交流的能量變換，但因其電路結(jié)構(gòu)不同而各有其特點(diǎn)。從濾波結(jié)構(gòu)上看，二者具有對偶特性，如表1所示。

表1 電壓型PWM整流器與電流型PWM整流器的特性

采用電流型PWM整流器的原因

對于輸出電壓恒定的被試電源，采用電壓型PWM整流器能夠很好的滿足試驗(yàn)系統(tǒng)的要求，然而對于被試電源輸出電壓不恒定的情況，由于電壓型PWM整流器的直流側(cè)電壓要大于等于其交流側(cè)電壓的峰值，從很好的滿足試驗(yàn)要求的角度出發(fā)，很難實(shí)現(xiàn)對整流器的設(shè)計(jì)，如被試直流電源的電壓變化范圍為20％～100％的額定電壓，則若按20％額定電壓時(shí)設(shè)計(jì)交流額定電壓的等級，則在100％的額定電壓工作時(shí)會使得交流電流很大；若按100％額定電壓設(shè)計(jì)，則在直流電壓較低時(shí)逆變上網(wǎng)的電流會隨直流電壓的降低出現(xiàn)越來越嚴(yán)重的畸變現(xiàn)象。對于蓄電池的測試，因其在放電時(shí)輸出電壓會下降，所以與輸出電壓變化的電源具有同樣的性質(zhì)。由上述分析可以看出在這種情況下利用電流型PWM整流器實(shí)現(xiàn)電子模擬負(fù)載，可以方便的實(shí)現(xiàn)實(shí)驗(yàn)電能的回饋電網(wǎng)。

基本原理

電子負(fù)載模擬原理

電子模擬負(fù)載應(yīng)用系統(tǒng)原理如圖1所示，被試電源從工業(yè)電網(wǎng)取得交流電能，其輸出為直流，該直流作為模擬負(fù)載系統(tǒng)的輸入。圖1中的“負(fù)載模擬單元”即本文所述系統(tǒng)的核心部分，主要由電流型PWM整流器及濾波元件實(shí)現(xiàn)，用以取代傳統(tǒng)的電阻能耗型負(fù)載。它的逆變能量經(jīng)隔離變壓器Tr后被實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)循環(huán)使用，以此達(dá)到節(jié)約能源的目的。能量流動方向如圖1所示。

圖1 電子模擬負(fù)載系統(tǒng)原理

若設(shè)被試電源VDC從電網(wǎng)吸收的電能容量為100kW，效率為95％；負(fù)載模擬單元SL的效率為95％，變壓器的效率為98％，則被試電源吸收功率：P1=100kW；被試電源輸出：P2=100kW×95％=95kW；模擬負(fù)載輸出：P3=95kW×95％=90.25kW。變壓器輸出：P4=90.25kW×98%=88.5kW。由此可見實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)的總耗能為P0＝P1－P4＝11.5kW。即要完成100kW的功率試驗(yàn)，其能源功率消耗僅為11.5kW，這大大降低了實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)對供電的要求。

對于蓄電池放電實(shí)驗(yàn)，與上述系統(tǒng)不同的是其所釋放出的電能完全被電網(wǎng)所吸收，以供其他用電用戶使用，此時(shí)的工況相當(dāng)于電力系統(tǒng)中發(fā)電機(jī)的并網(wǎng)運(yùn)行。

由上述分析可知，若要實(shí)現(xiàn)對阻性負(fù)載的模擬，同時(shí)將電能反饋電網(wǎng)，只要利用圖2所示的PWM整流器進(jìn)行逆變控制使其電能從直流側(cè)向交流側(cè)流動即可。

電流型PWM整流器控制

電流型PWM整流器原理圖如圖2所示。

圖2 PWM整流器原理圖

圖2中VT1～VT6：主開關(guān)管IGBT；C：交流側(cè)儲能濾波電容；LA、LB、LC：PWM整流器至電網(wǎng)之間的濾波電感，為使得PWM整流器逆變到電網(wǎng)的電流諧波符合IEC1000-3-2標(biāo)準(zhǔn)而設(shè)置，它的引入可減少濾波儲能電容的值；Ld：直流側(cè)濾波電感，主要作用是存儲電能變換過程中的無功能量；LEM：直流側(cè)電壓檢測。

圖3為PWM整流器A相的等效電路，圖中us，IP分別為電網(wǎng)電壓矢量和電流型逆變器輸出的A相電流基波的矢量，RS為線路電阻，Cs為儲能濾波電容。

圖3 PWM整流器A相的等效電路

逆變工況的基波矢量圖如圖4所示。

圖4 逆變工況的基波矢量圖

Cs為PWM整流器的交流側(cè)儲能濾波電容，它的取值大小至關(guān)重要。取值較大有利于電能轉(zhuǎn)換及反饋電流的濾波，但成本增加且電容上的電流增加，電容上的電流增加則直接影響PWM整流器向電網(wǎng)逆變的功率，或同等功率下不得不增大PWM整流器主開關(guān)管的電流容量，從而使得整體成本增加；取值較小，電容上的電流減小價(jià)格降低，但反饋電流的諧波增加。因此對于Cs的取值應(yīng)綜合考慮電容上的電流、電流的諧波和制造成本。

為使得Cs在合理的情況下PWM整流器的逆變輸出電流滿足IEC1000-3-2所規(guī)定的最大諧波電流值，在PWM整流器的交流輸出端合理地設(shè)置濾波電感，如圖2所示的LA、LB、LC可獲得較為理想的效果，該電感的并入能較好的抑制流向電網(wǎng)的高次諧波電流，且該電感的數(shù)值較小并不能改變電路系統(tǒng)的特性。

若設(shè)圖2中的開關(guān)VTK導(dǎo)通時(shí)=1開關(guān)VTK關(guān)斷時(shí)=0則根據(jù)電流型逆變器的工作特點(diǎn)必定有如下關(guān)系

考慮到電流型PWM整流器直流側(cè)具有相對較大的電感，因此有理由假定在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)直流電流是保持恒定的，則圖2所示的相關(guān)電流有如下關(guān)系

上式中I為PWM整流器直流側(cè)電流，考慮到輸出波形的頻率與逆變器開關(guān)頻率相比要低得多，因而有理由用一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值dk替代開關(guān)函數(shù)，因此逆變器交流側(cè)電流可表示為

圖2所示電路的電流型PWM整流器總計(jì)能產(chǎn)生六個(gè)空間矢量和三個(gè)零矢量，其表達(dá)式如下

因此只要采取適當(dāng)?shù)目刂撇呗跃涂梢垣@得所要求的Ira、Irb、Irc。

系統(tǒng)參數(shù)選擇及實(shí)驗(yàn)結(jié)果

每個(gè)負(fù)載模擬單元參數(shù)，直流電壓：54～540V；直流電流：30～100A。

參數(shù)選擇

系統(tǒng)主電路見圖2，VT1～VT6：主開關(guān)管IGBT，電流額定為200A；LA、LB、LC：PWM整流器的濾波電感，4mH；L：直流側(cè)濾波電感，5.3mH；C：交流側(cè)儲能濾波電容，5μF/1200V；LEM：直流側(cè)電壓檢測，型號為：KV50A/P；逆變器調(diào)制頻率：10kHz，直流側(cè)電壓：54～540V。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖5的超前電壓為電容上的電壓，滯后者則為電網(wǎng)電壓波形，從圖2所示的原理圖可以看出此時(shí)的工況為再生工況，且濾波電感LA、LB、LC起到濾波作用，進(jìn)而可以看出盡管電容上的電壓波形含有一定量的高頻成分，但經(jīng)濾波后的饋網(wǎng)電流的諧波已足夠小了（見圖6所示的電流波形）。

圖5 電網(wǎng)電壓波形和電容上的電壓波形

圖6 PWM整流器交流側(cè)輸出電流及電網(wǎng)電壓波形

PWM整流器交流側(cè)電壓及輸出電流波形如圖6所示。

從圖6所示的電網(wǎng)電壓波形及PWM整流器輸出電流波形可以看出二者是反相位的，即該控制方法使得交流側(cè)的功率因數(shù)約為－1.0。

利用波形分析儀對反饋電流進(jìn)行的諧波分析得知，由電流型PWM整流器實(shí)現(xiàn)的電子模擬功率負(fù)載在額定功率運(yùn)行時(shí)的總諧波小于1.2％，在50％功率運(yùn)行時(shí)的總諧波含量小于1.3％，在10％功率運(yùn)行時(shí)的總諧波含量小于1.6％，滿足我國的有關(guān)諧波標(biāo)準(zhǔn)及國際IEC1000-3-2標(biāo)準(zhǔn)。

實(shí)驗(yàn)證明該方法具有控制精確、電流動態(tài)效應(yīng)快、DSP控制器計(jì)算量小、易于實(shí)現(xiàn)對逆變器的高頻控制等優(yōu)點(diǎn)。

結(jié)論

本文的原理分析及實(shí)驗(yàn)證明，采用電流型PWM整流器實(shí)現(xiàn)電子模擬功率負(fù)載，一方面為實(shí)現(xiàn)電子模擬功率負(fù)載提供

了又一可選方案，另一方面，為輸出電壓變化的電源所需電子負(fù)載提供了更為有效的解決方法。該方案通過對電能的再生利用解決了利用電阻型負(fù)載進(jìn)行實(shí)驗(yàn)時(shí)的能源浪費(fèi)問題，改善了工作環(huán)境，節(jié)約了工作空間，實(shí)驗(yàn)的自動化程度也有很大的提高。

本文的討論是對輸出電壓變化的直流電源及蓄電池的出廠試驗(yàn)、特性實(shí)驗(yàn)，日常維護(hù)檢測及可靠性試驗(yàn)而言的，對輸出電壓恒定的直流電源同樣適用，只是它們的電流和電壓的等級不同使得在設(shè)計(jì)上有所不同。