摘要：基于CSMCO．5μm CMOS工藝設計一種帶滯回功能的高穩(wěn)定性電壓控制電路，利用遲滯比較器對旁路電壓和基準電壓進行比較并控制電容的充放電，提高了電壓的穩(wěn)定性。Cadence Spectre仿真結果表明，該電路產(chǎn)生的電壓穩(wěn)定性高，功耗低，且其滯回功能能有效抑制噪聲。與普通的旁路電壓控制電路相比，具有更高的穩(wěn)定性和抗噪聲能力，可廣泛用于各種功率放大器內(nèi)部。
關鍵詞：CMOS；旁路電壓；比較器；電流反饋
音頻功率放大器被廣泛應用于諸如移動電話、MP3，MP4等便攜式設備中，而為了使音頻功率放大器能正常工作，其內(nèi)部必須含有旁路電壓控制電路，以產(chǎn)生正確的直流偏置電壓使電路正常工作。這里在O．5μm CMOS工藝條件下，設計了一種采用電流反饋實現(xiàn)遲滯功能的旁路電壓控制電路。
1 電路結構
旁路電壓控制電路包括施密特電路、比較器電路和控制電路三大部分。其整體的電路如圖1所示。下面將分別介紹。
1．1 施密特電路
集成電路的廣泛應用為芯片添加關斷功能以降低芯片的功耗成為必需。該設計中的M25～M29組成的施密特電路就提供了此功能。當外部引腳“SHUTDOWN”電壓Vin為低電平時，M25，M26導通，M27，M28截止，D點輸出高電平，此時整個電路處于關斷狀態(tài)，內(nèi)部功耗極低。隨著Vin逐漸升高，當Vin>VTH(M28)時，M28，M29均處于導通狀態(tài)，則M28的漏端電壓為M28，M29對電源的分壓，近似為VDO／2．故M27仍截止。當Vin繼續(xù)上升，M25，M26導通能力下降，導致M27的源端電壓下降，當VGS(M27)>VTH(M27)時，M27開始導通，使D點電壓急劇下降，進一步使M25，M26的導通減弱直至截止，此時，輸出翻轉，D點輸出低電平，電路轉為正常工作。
施密特觸發(fā)器的特點在于其可將緩慢變化的電壓信號轉變?yōu)檫呇囟盖偷木匦蚊}沖，所以即使外部引腳“SHUTDOWN”的電壓變化緩慢或包含噪聲，電路都能正常地工作；同時也能看出，只有在輸入大于一定電壓時，電路才會正常工作，這樣的設計提高了電路的抗干擾能力。
1．2 電壓比較器電路
比較器用于比較兩個輸入模擬信號并由此產(chǎn)生一個二進制輸出。而通常情況下，比較器工作于噪聲環(huán)境中，并且在閾值點檢測信號的變化。當一個包含噪聲的信號加在沒有遲滯功能的比較器的輸入端，會使比較器的輸出充滿噪聲，甚至有可能出現(xiàn)振蕩現(xiàn)象。故在設計時往往借助正反饋以實現(xiàn)滯后功能，使電路具有一定的抗噪聲能力。這種正反饋往往分為外部正反饋和內(nèi)部正反饋，又由于外部正反饋所需的高精度的電阻在集成電路中很難實現(xiàn)，所以內(nèi)部正反饋得到了更為廣泛的應用。
在該設計中，電壓比較器的主要功能在于：比較旁路電壓和基準電壓的大小，輸出信號到控制電路以確定是否對旁路電容進行充電。它的電路結構圖如圖2所示。當PD為低電平時。比較器正常工作。當“+”端電壓低于“-”端電壓時，M1的漏電流大于M2的漏電流，多余的電流對電容Cj(此點到地的等效寄生電容)進行充電，M6的柵電壓升高，當|VGS6|<|VTP|時，M6截止，比較器輸出低電平；同理，當“+”端電壓高于“-”端電壓時，電容Cj(此點到地的等效寄生電容)放電．M6的柵極電壓降低，M6飽和導通，比較器輸出高電平。
M8～M12為電流反饋部分。當比較器輸出高電平時，開關管M9和M12均導通，M11和M8組成電流鏡結構，當M11，M8均處于飽和區(qū)時電流鏡正常工作且M11，鏡像M8的漏電流并反饋回A點，以改變比較器負向轉折的閾值電壓VTRP-，達到遲滯的目的。
則通過調(diào)節(jié)M11和M8管的寬長比，可以改變反饋回A點的電流大小，從而改變電路的負向轉折閾值電壓。此時比較器的正向轉折點和負向轉折點不等，比較器電路具有雙穩(wěn)態(tài)特性，其寬度為：
該寬度電壓表明了比較器所允許的最大噪聲幅度。
與文獻中所介紹的利用內(nèi)部電壓正反饋實現(xiàn)遲滯的電路相比，采用電流反饋的方法，一方面避免了同時使用正、負反饋，使電路的性能更為穩(wěn)定；另一方面也減少了MOS管狀態(tài)改變的次數(shù)，降低了比較器傳輸時延。當PD為高電平時，M13截止，M14導通，使得M5，M7，M10均處于截止狀態(tài)，整個電路處于低功耗狀態(tài)。
1．3 控制電路
控制電路所實現(xiàn)的功能為產(chǎn)生比較器所需的基準電壓和對旁路電容進行充、放電。圖1中，M17，M18的柵極電壓由放大器的偏置電路產(chǎn)生。當PD為低電平時，開關管M15導通，調(diào)節(jié)R1，R2的值，使B點的電壓等于VDD／2，并將B點的電壓作為比較器的正向轉折電壓，此時開關管M19導通。電路對旁路電容CB充電且將C點電壓作為比較器的正向輸入。當電容上的電壓低于時，比較器輸出低電平，M21截止；當電容上的電壓高于正向轉折電壓時，比較器輸出高電平，M19截止，電路停止對旁路電容充電，同時M21導通。此時C點的電壓為：
式中：VC+為M21導通后電容上的電壓；VC-為M21導通前的電容上的電壓；τ為時間常數(shù)，τ=(RB+R)C；RB為B點到地的等效電阻?？梢钥吹皆谝欢螘r間后，旁路電容上的電壓將近似等于B點電壓，即VDD／2，則得到所需的旁路電壓。同時，考慮到音頻功率放大器上電、掉電的“POP”噪聲是由旁路電壓的瞬間跳變引起的，所以可以適當?shù)脑龃笈月冯娙菀栽龃笈月冯妷旱纳仙?、下降速度，起到減少“POP”噪聲的作用。
當PD為高電平時．M16截止，電路不工作。
2 仿真結果
該使設計采用Candence Spectre仿真工具進行仿真，所采用的工藝是華潤上華O．5μm的N阱CMOS工藝典型模型。
圖3為該設計中旁路電壓的輸出變化曲線?！癝HUTDOWN”引腳低電平有效，輸出曲線在電路從關斷狀態(tài)轉為工作狀態(tài)時會出現(xiàn)一個小突刺，這是由于旁路電容上的電壓比節(jié)點C略高，電容會有一個小的放電過程。在常溫下，輸出約在3．4μs處開始穩(wěn)定在2．5 V。當t=7．5μs時，輸出為2．501 6 V，其誤差為O．064％。電路的靜態(tài)功耗為O．685 mW。
圖4為電壓比較器的正端電壓從2．0～3．O V變化以及從3．O～2．0 V變化時，比較器的輸出變化曲線?？梢钥闯觯容^器的正向閾值電壓，負向閾值電壓。與的不等說明引入遲滯后電路抑制噪聲的能力明顯增強。
圖5和圖6分別為比較器的正向傳輸時延和負向傳輸時延。由圖可知，比較器的正向傳輸時延為7.632 ns，負向傳輸時延為35．32 ns。對于大部分的芯片而言，這個數(shù)量級的延遲是可以忽略的。
3 結語
從上面的仿真結果可以看出，該設計的旁路電壓控制電路可以產(chǎn)生輸出穩(wěn)定的旁路電壓，且具有一定的噪聲抑制能力。此外，整個電路的靜態(tài)功耗低，信號的延遲時間較短，可以廣泛應用于各種音頻放大器電路中。
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