三電平逆變器SVPWM控制策略及實(shí)驗(yàn)研究

摘要：在兩電平的常規(guī)空間矢量PWM算法的基礎(chǔ)上，給出了三電平空間矢量PWM算法，并提出一種改進(jìn)的三電平空間矢量PWM調(diào)制策略來進(jìn)行二極管鉗位型三電平逆變器的控制，從而實(shí)現(xiàn)最小開關(guān)損耗?；赥MS320F240DSP實(shí)現(xiàn)了三電平逆變系統(tǒng)的數(shù)字控制，實(shí)驗(yàn)結(jié)果論證了該方案的可行性。

關(guān)鍵詞：二極管鉗位型三電平逆變器；空間矢量脈寬調(diào)制；最小開關(guān)損耗；數(shù)字控制

 SVPWM Control Strategy and Experiment Research on Three-level Inverters

ZHANG Jie, ZOU Yun-ping, ZHANG Xian, DING Kai 

Abstract:A novel space vector PWM (SVPWM) modulation strategy used in three- level NPC inverter to reduce switching loss is provided.Through coordinating transformation, it can easily obtain the control of the space voltage vector. The whole system has been implemented digitally by using TMS320F240 DSP, and the modulation strategy and control scheme is demonstrated by the experimental waveforms and corresponding spectrums.

 Keywords:Diode-clamped three-level inverter; Space vector PWM (SVPWM); Least switching loss; Digital control

1  引言

    近幾年來，在高壓大功率應(yīng)用領(lǐng)域，一種新型的逆變器——多電平逆變器受到越來越廣泛的關(guān)注。多電平逆變器的思想最早是由Nabae于20世紀(jì)80年代初提出的。其基本原理是通過多個(gè)直流電平來合成逼近正弦輸出的階梯波電壓。本文所討論的二極管鉗位型多電平逆變器是通過串聯(lián)的電容將直流側(cè)的高電壓分成一系列較低的直流電壓，并通過二極管的鉗位作用使開關(guān)器件承受的反向電壓限制在每個(gè)電容的電壓上，從而在不提高器件電壓等級(jí)的前提下相對(duì)提高逆變器輸出電壓。

2  拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    雖然多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)種類較多，但是大致可分為：二極管鉗位型，飛躍電容型和獨(dú)立直流電源級(jí)聯(lián)多電平這三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這三種多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)各有優(yōu)缺點(diǎn)，其中應(yīng)用最廣泛的是二極管鉗位型多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。本文的研究對(duì)象主要是二極管鉗位型三電平逆變器。在圖1所示的二極管鉗位型三電平逆變器中，相對(duì)逆變器直流側(cè)中點(diǎn)的參考電位0，逆變器的輸出電壓除了兩電平逆變器輸出電壓＋UD/2和－UD/2，還增加了第三個(gè)電平值0。圖1中采用了12個(gè)可關(guān)斷功率器件和6個(gè)鉗位二極管，在直流側(cè)接有2個(gè)等電容量的電容分別是C1，C2，每個(gè)電容分擔(dān)的電壓為UD/2，并且通過鉗位二極管的鉗位作用，使每個(gè)開關(guān)器件上承受的電壓限制在一個(gè)電容電壓（UD/2）上，從而大大減小了開關(guān)器件的電壓應(yīng)力。

圖1  二極管鉗位型三電平逆變器

    與三相兩電平逆變器相同，三相三電平逆變器也可以用開關(guān)變量Sa、Sb、Sc分別表示各橋臂的開關(guān)狀態(tài)，不同的是這時(shí)A、B、C橋臂分別有三種開關(guān)狀態(tài)，從而Sa、Sb、Sc為三態(tài)開關(guān)變量，如表1所列。

表1  三電平(NPC)逆變器A相開關(guān)狀態(tài)

    因此，A相輸出端A對(duì)電源中點(diǎn)0的電壓uAO可以用A相開關(guān)變量Sa結(jié)合輸入直流電壓UD來表示

      uAO=·UD    (1)

輸出線電壓可表示為

      uAB=uAO－uBO=UD·(Sa－Sb)    (2)

整理即為

        =UD··     (3)

    與三相兩電平逆變器相同，三相三電平逆變器可以定義逆變器的開關(guān)狀態(tài)為（SaSbSc），則三電平逆變器有27個(gè)開關(guān)狀態(tài)，分別對(duì)應(yīng)著19個(gè)特定的空間電壓矢量,如圖2所示，并將整個(gè)矢量空間分成24個(gè)扇區(qū)。由圖2可以看出，19種空間電壓矢量可分為長矢量，中矢量，短矢量和零矢量，分別對(duì)應(yīng)著1個(gè)，2個(gè)和3個(gè)不同的冗余開關(guān)狀態(tài)，如表2所列。

表2  開關(guān)狀態(tài)及相應(yīng)電壓矢量

圖2  三電平空間電壓矢量圖

3  空間矢量調(diào)制

    與兩電平逆變器相似，三電平空間矢量PWM調(diào)制也是通過對(duì)調(diào)制空間矢量的位置進(jìn)行判斷，選擇進(jìn)行合成的開關(guān)矢量，并計(jì)算其相應(yīng)的開通時(shí)間。

    我們定義三相三電平逆變器的電壓空間矢量調(diào)制比如下

      m=   （1）

式中：是在空間以角速度ω=2πf旋轉(zhuǎn)的電壓矢量V＊的模長；

      UD是電壓矢量V13的模長。

    從圖2中可以看出，三電平逆變器整個(gè)矢量空間的24個(gè)扇區(qū)可分成6個(gè)大的區(qū)間，則每一個(gè)區(qū)間包含4個(gè)小的扇區(qū)。旋轉(zhuǎn)電壓矢量V＊是由所在扇區(qū)的三個(gè)電壓矢量Vx，Vy，Vz合成的。它們的作用時(shí)間分別為Tx，Ty，Tz，且Tx＋Ty＋Tz=Ts。Ts為開關(guān)周期。現(xiàn)定義

         X=，Y=，Z=      （2）

    現(xiàn)在以第一個(gè)區(qū)間（0<θ<60°）為例，計(jì)算旋轉(zhuǎn)電壓矢量V＊處在扇區(qū)D1，D7，D13，D14時(shí)Vx，Vy，Vz所對(duì)應(yīng)的X，Y，Z值。定義m的邊界條件分別為Mark1，Mark2，Mark3，如式（3），（4），（5）所示。

         Mark1=     （3）

        Mark2=   （4）

        Mark3=    （5）

    1）當(dāng)調(diào)制比m<Mark1，即旋轉(zhuǎn)矢量V*處于扇區(qū)D1時(shí)，V*是由V0、V1和V2三個(gè)電壓矢量合成的，如圖3所示。根據(jù)矢量合成原理，可以列出如下方程

        (6)

解式（6）得

             （7）

圖3  旋轉(zhuǎn)矢量在D1扇區(qū)的矢量圖

    2）當(dāng)調(diào)制比Mark1<m<Mark2，即旋轉(zhuǎn)矢量V*處于扇區(qū)D7時(shí)，V*是由V1、V2和V7三個(gè)電壓矢量合成的，可列出如下方程     (8)

解式（8）得

           (9)

    3)當(dāng)調(diào)制比Mark2<m<Mark3，且0<θ<30°，即旋轉(zhuǎn)矢量V＊處于扇區(qū)D13時(shí)，V＊是由V1、V13和V7三個(gè)電壓矢量合成的,可列出如下方程

              （10）

解式（10）得

               （11）

    4)當(dāng)調(diào)制比Mmark2<m<Mark3，且30°<θ<60°，即旋轉(zhuǎn)矢量V＊處于扇區(qū)D14時(shí)，V＊是由V2、V7和V14三個(gè)電壓矢量合成的，可列出如下方程

              （12）

解式（12）得

             （13）

    這樣，在計(jì)算其它五個(gè)區(qū)間的Tx，Ty，Tz時(shí)，只要將式（7）、（9）、（11）和（13）中的θ值分別用θ－60°，θ－120°，θ－180°，θ－240°，θ－300°來替代即可實(shí)現(xiàn)對(duì)整個(gè)矢量空間的計(jì)算。

4  最小開關(guān)損耗調(diào)制算法

    在三電平逆變器中，由于冗余開關(guān)狀態(tài)的存在，使得一個(gè)電壓矢量對(duì)應(yīng)于兩個(gè)或三個(gè)開關(guān)狀態(tài)，因此必須使用一定的算法來減少開關(guān)動(dòng)作次數(shù)，從而減少開關(guān)損耗。減少開關(guān)損耗算法的基本原則是每次開關(guān)狀態(tài)的變化只引起一相電壓的變化并且只有兩個(gè)互補(bǔ)開關(guān)管的觸發(fā)信號(hào)發(fā)生變化，從而減少了開關(guān)損耗并降低了開關(guān)頻率。例如，在圖2中，空間矢量從D14扇區(qū)旋轉(zhuǎn)到D15扇區(qū)，A、B、C三相開關(guān)管的狀態(tài)就可以按照（221→220→210→110→110→210→220→221）→（221→220→120→110→110→120→220→221）的順序來變化。當(dāng)空間矢量V＊旋轉(zhuǎn)到D14扇區(qū)時(shí)，這時(shí)的空間矢量是由V2（用開關(guān)狀態(tài)221或110表示）、V7（用開關(guān)狀態(tài)210表示）和V14（用開關(guān)狀態(tài)220表示）三個(gè)矢量共同合成的，第一個(gè)括號(hào)內(nèi)開關(guān)狀態(tài)的調(diào)制順序就是空間矢量在D14扇區(qū)的調(diào)制順序。當(dāng)空間矢量V＊旋轉(zhuǎn)到D15扇區(qū)時(shí)，這時(shí)的空間矢量是由V2（用開關(guān)狀態(tài)221或110表示）、V14（用開關(guān)狀態(tài)220表示）和V8（用開關(guān)狀態(tài)120表示）三個(gè)矢量共同合成的，第二個(gè)括號(hào)內(nèi)開關(guān)狀態(tài)的調(diào)制順序就是空間矢量在D15扇區(qū)的調(diào)制順序。其中，開關(guān)狀態(tài)221和110代表同一個(gè)矢量V2，以它作為開關(guān)狀態(tài)的起始狀態(tài)和末尾狀態(tài)進(jìn)行過渡。因此，無論是在扇區(qū)的內(nèi)部還是在兩個(gè)扇區(qū)之間，開關(guān)狀態(tài)的每一次變化都只有橋臂互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)信號(hào)的兩個(gè)管子開關(guān)狀態(tài)發(fā)生了變化，從而減少了開關(guān)損耗。

5 實(shí)驗(yàn)研究

    本實(shí)驗(yàn)主電路拓?fù)淙鐖D1所示，二極管鉗位型三電平逆變器的主開關(guān)器件選用2SK1941，其最大承受電壓可達(dá)600V，最大通態(tài)電流16A。鉗位二極管選擇IXY SDESI30，它所能承受的最大通態(tài)電流為12A。逆變PWM開關(guān)頻率為5kHz，輸出正弦波基波頻率為278Hz。本數(shù)字控制系統(tǒng)是基于TMS320F240 DSP芯片，12路驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別由TMS320F240經(jīng)控制電路產(chǎn)生，全比較單元的六路PWM輸出分別驅(qū)動(dòng)ABC三相的S1和S3管，單比較單元的三路PWM信號(hào)及其反相信號(hào)經(jīng)死區(qū)電路后分別驅(qū)動(dòng)逆變器的S2和S4管。本控制是通過dq變換，把正弦交流檢測(cè)量轉(zhuǎn)變?yōu)閐q直流反饋量，再分別進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，然后通過SVPWM模塊對(duì)三電平逆變器進(jìn)行控制。圖4為三相三電平逆變器的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖。

圖4  三電平控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

    圖5(a)和圖5(b)分別是二極管鉗位型三電平逆變器輸出相電壓VAN、VBN、VCN和輸出線電壓VBC、VAC的實(shí)驗(yàn)波形，我們能夠很明顯地看出三電平的形狀，三電平要比兩電平更逼近正弦，因此可以在開關(guān)頻率不是很高并且不增加開關(guān)管的耐壓值的情況下，獲得較低的諧波畸變率。

(a)  相電壓VAN、VBN、VCN波形

(b)  線電壓VBC、VAC波形 

圖5  輸出相電壓和線電壓波形（濾波前）

    圖6是閉環(huán)空載時(shí)逆變器輸出A相線電壓波形及頻譜分析,總諧波畸變率1.53％。圖7是閉環(huán)負(fù)載時(shí)逆變器輸出線電壓和線電流波形及頻譜分析，線電壓總諧波畸變率2.75％，系統(tǒng)輸出功率1.8kW。

(a)  A相線電壓波形

(b)  A相線電壓頻譜分析

圖6  空載實(shí)驗(yàn)波形及頻譜分析

(a)  A相線電壓和線電流（1A/100mV）波形

(b)  A相線電壓頻譜分析

圖7  阻性負(fù)載時(shí)實(shí)驗(yàn)波形及頻譜分析

    從圖6和圖7的波形中我們可以看出，閉環(huán)正負(fù)波形不對(duì)稱，并且?guī)лd時(shí)的諧波畸變率要比空載時(shí)的高。這主要是由于閉環(huán)帶載運(yùn)行時(shí)，由于負(fù)載電流的增加，從中點(diǎn)流過的電流加大，逆變器不停地對(duì)直流側(cè)的兩個(gè)電容充放電，導(dǎo)致兩個(gè)電容上的電壓不平衡。實(shí)驗(yàn)中對(duì)中點(diǎn)電流并沒有進(jìn)行特別的控制，從而導(dǎo)致直流側(cè)兩個(gè)電容上的電壓不平衡，致使輸出電壓正負(fù)波形的不對(duì)稱。

6  結(jié)語

    二極管鉗位型三電平逆變器通過自身拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的改進(jìn)，使得輸出電平數(shù)增加，輸出波形更加逼近正弦，因而輸出波形具有更好的諧波頻譜。由于開關(guān)器件所承受的電壓應(yīng)力減小，因此非常適合高壓大功率的應(yīng)用場(chǎng)合。在將來的研究中應(yīng)該注意以下兩個(gè)方面：

    1）應(yīng)用于兩電平的控制策略完全可以在二極管鉗位型三相三電平逆變器中實(shí)現(xiàn)，因此現(xiàn)有的一些波形控制技術(shù)（如重復(fù)控制技術(shù)）也可以嘗試在三電平逆變器中實(shí)現(xiàn)。

    2）在二極管鉗位型三電平逆變器中，直流側(cè)的兩個(gè)電容電壓不平衡是導(dǎo)致輸出波形質(zhì)量變差的原因之一。這個(gè)問題可以通過電壓反饋補(bǔ)償或通過滯環(huán)控制中點(diǎn)電位來解決。