基于PI參數(shù)優(yōu)化的風(fēng)電系統(tǒng)變流器的研究
直驅(qū)型風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)是一種新型的風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng),它采用風(fēng)輪直接驅(qū)動多極低速永磁同步發(fā)電機發(fā)電, 通過功率變換電路將電能轉(zhuǎn)換后并入電網(wǎng),省去了傳統(tǒng)雙饋式風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中的齒輪箱,系統(tǒng)效率大為提高,有效抑制了噪聲干擾[1]。
目前風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)通常采用不控整流或二電平PWM整流電路,導(dǎo)致交流側(cè)電壓電流波形較差,功率因數(shù)不高,尤其對于交流側(cè)發(fā)電機的穩(wěn)定正常運行極為不利。因此,本文介紹了采用雙PWM控制,機側(cè)和網(wǎng)側(cè)都采用雙閉環(huán)的控制策略,并對內(nèi)環(huán)和外環(huán)的PI控制器進行設(shè)計,通過ITAE尋找最優(yōu)的比例系數(shù)和積分系數(shù),使得系統(tǒng)達(dá)到很好的解耦效果,實現(xiàn)了高功率因數(shù)傳遞。
1 直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)電壓源型基本結(jié)構(gòu)
電壓源型的永磁電機直驅(qū)風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[2],采用大功率的電力電子器件絕緣雙極型晶體管(IGBT),是一種結(jié)合大功率晶體管及功率場效應(yīng)晶體管兩者特點的復(fù)合型電力電子器件,既具有工作速度快,驅(qū)動功率小的優(yōu)點,又兼有大功率晶體管的電流大,導(dǎo)通壓降低的優(yōu)點。因此在系統(tǒng)中采用基于IGBT的整流器和逆變器,其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為普通的三相橋式結(jié)構(gòu)。直流環(huán)節(jié)并聯(lián)大電容,可維持電壓恒定。電網(wǎng)側(cè)串聯(lián)電感可用于濾波。通過系統(tǒng)的控制,將永磁電機發(fā)出的變頻變幅值電壓轉(zhuǎn)化為可用的恒頻電壓,達(dá)到了俘獲最大風(fēng)能的目的。
從式(5)可以看出kP、Ki的確定非常重要。因此PI控制器的參數(shù)采用最優(yōu)控制器設(shè)計程序來選擇控制器參數(shù)。該程序可以用OCD同時設(shè)計串級控制器的內(nèi)環(huán)和外環(huán),在Simulink中建立仿真模型,在該模型中定義內(nèi)環(huán)的兩個參數(shù)和外環(huán)的兩個參數(shù),并定義了誤差的ITAE指標(biāo)。啟動OCD,在編輯框中寫入四個參數(shù),在時間欄寫入終止時間2,然后生成目標(biāo)函數(shù)Matlab文件,點擊優(yōu)化按鈕,則可以得出ITAE最優(yōu)化設(shè)計參數(shù):機側(cè)的內(nèi)環(huán)ITAE最優(yōu)設(shè)計參數(shù)為Kp=1.007 9,Ki=3.962 7,外環(huán)為Kp=0.863 52,Ki=0.471 6。網(wǎng)側(cè)的內(nèi)環(huán)ITAE最優(yōu)設(shè)計參數(shù)為Kp=10.848 9,Ki=0.959 1。外環(huán)為Kp=0.363 6,Ki=0.004 2,這樣即使是控制大時間延遲系統(tǒng),也可以得到較好的效果。
3 機側(cè)和網(wǎng)側(cè)的控制策略
風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)采用雙PWM變流器形式的控制器,它由網(wǎng)側(cè)變流器和機側(cè)變流器組成[6]。機側(cè)采用速度外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略;而網(wǎng)側(cè)采用直流電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略。
3.1 機側(cè)PWM的控制策略
根據(jù)永磁電機的矢量控制原理,通過轉(zhuǎn)子磁場定向控制,將定子電流的合成矢量定向在永磁同步電機dq坐標(biāo)系下的q軸上,使得id=0,從而實現(xiàn)發(fā)電機的有效控制。其中速度外環(huán)的參考轉(zhuǎn)速ω*由最大功率追蹤算法(MPPT)給出,根據(jù)發(fā)電機實際轉(zhuǎn)速和輸出有功功率變化得出一個最優(yōu)ω*,與實際電機轉(zhuǎn)速相比較,經(jīng)過比例積分調(diào)節(jié)器得到有功電流的參考值i*q,無功參考電流i*d設(shè)為零,發(fā)電機的電磁轉(zhuǎn)矩Te為:
3.2 網(wǎng)側(cè)控制策略
對電網(wǎng)的控制目標(biāo)有兩個:(1)保持恒定的直流電壓;(2)單位功率因數(shù)并網(wǎng)。為了實現(xiàn)上述控制目標(biāo),網(wǎng)側(cè)控制策略為外環(huán)直流電壓和無功電流iq的給定值,內(nèi)環(huán)為電流環(huán)的雙閉環(huán)控制策略。網(wǎng)側(cè)輸入有功功率和無功功率分別為:
各電流、電壓的輸出值與指令值作差,通過PI調(diào)節(jié)后,在經(jīng)過旋轉(zhuǎn)地兩相坐標(biāo)變成靜止的兩相坐標(biāo),進入SVPWM形成各自的PWM控制信號。由于采用了SVPWM提高了直流電壓的利用率。
4 仿真和實驗結(jié)果
利用前述的電壓型背靠背變流器的數(shù)學(xué)模型和機側(cè)、網(wǎng)側(cè)的控制策略,很容易建立仿真模型,仿真模塊主要有風(fēng)力機和主回路負(fù)載模塊、機側(cè)變流器控制模塊、網(wǎng)側(cè)變流器控制模塊、電壓電流采樣模塊、坐標(biāo)變換模塊、電壓電流PI調(diào)節(jié)模塊和PWM波發(fā)生模塊。
在交直交變頻器運行時,由于給定直流母線電壓為400 V,從圖2可以看出,在風(fēng)速變化時,電壓都基本上能較好地穩(wěn)定在400 V,保持了直流連接電壓為恒定值。由于采用了直流電壓PI調(diào)節(jié),克服負(fù)載擾動,實現(xiàn)了穩(wěn)態(tài)無靜差,系統(tǒng)響應(yīng)速度快。圖3為機側(cè)三相交流電流波形,機側(cè)三相交流電流基本上是正弦波。圖4為機側(cè)dq軸電流波形,可以看出機側(cè)id基本維持在零附近,從而驗證了id=0的控制策略,而iq隨指令值的變化而變化。圖5為網(wǎng)側(cè)dq軸電流波形,網(wǎng)側(cè)iq基本為零,從而驗證了iq=0的控制策略,而id隨指令值的變化而變化。圖6為網(wǎng)側(cè)a相電壓電流波形,可以看出電壓與電流頻率為50 Hz,與電網(wǎng)頻率完全同步,且它們的相位正好相差180°,且電流為正弦波形,由此可以得出系統(tǒng)向電網(wǎng)輸送功率,實現(xiàn)了單位功率因數(shù)。
在仿真研究的基礎(chǔ)上,對系統(tǒng)的控制進行了實驗驗證。發(fā)電機三相交流電源經(jīng)濾波電感送到整流器的三相橋臂,整流器的直流輸出就是逆變器的直流側(cè)輸入電源,逆變器的交流側(cè)直接接入電網(wǎng),光電編碼器實時檢測永磁同步電機的轉(zhuǎn)速。整流器和逆變器分別由DSP芯片TMS320F2S12(1)與TMS320F2812(2)控制,電壓、電流傳感器測出所需各部分的電壓、電流值,送入DSP芯片,實現(xiàn)系統(tǒng)的控制策略。用兩臺上位機分別與兩塊DSP芯片進行通信,主要控制系統(tǒng)的啟、停、監(jiān)控,負(fù)責(zé)實時數(shù)據(jù)的接收、顯示等任務(wù),它是人機交互的中介。
采用主電路和控制策略進行實驗,實驗參數(shù)設(shè)置如下:直流電容C為470×10-6 F,直流母線電壓參考值設(shè)置為400 V,網(wǎng)側(cè)電感L0=4.8×10-3 H,電阻R0=0.5 ?贅,機側(cè)電感L=0.6×10-6 H。三相交流輸入電壓為100 V,采樣頻率f=2.5 kHz,由此得出的直流母線實驗波形和仿真的直流母線電壓的波形一致。而電網(wǎng)側(cè)a相電壓與逆變器a相電流波形也一致,都是反相,這就證明了系統(tǒng)運行單位功率因數(shù),通過諧波電流分析電流THD為4.1%。
本文采用電壓源型背靠背變流器結(jié)構(gòu),仿真和實驗結(jié)果表明,采用雙PWM控制策略和優(yōu)化的PI參數(shù)能夠很好地控制網(wǎng)側(cè)和機側(cè)電流,同時有效地控制直流母線電壓,使得輸出電壓紋波小、響應(yīng)速度快。實驗也表明控制策略和控制電路正確有效,能實現(xiàn)能量的雙向傳遞,因此可運用于兆瓦級變頻器的變流器控制研究。
參考文獻(xiàn)
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