Boost-Buck光伏接口變換器控制策略研究

摘要：級聯(lián)應(yīng)用的Buck和Boost變換器具有簡單、高效、非隔離及寬電壓輸入范圍等優(yōu)點，常用作直流微網(wǎng)光伏接口變換器。實際應(yīng)用中，需對其設(shè)計合適的控制策略以滿足直流微網(wǎng)運行外特性要求，此外還需解決當變換器工作在高效率的單管模式時，升、降壓模態(tài)的平滑切換問題。以Boost-Buck變換器為研究對象，設(shè)計了一種控制策略實現(xiàn)外特性要求。同時分析了模態(tài)過渡問題產(chǎn)生的原因，給出加入雙管降頻工作區(qū)間的解決方法。研制樣機對控制策略進行了驗證，實驗結(jié)果表明所提出的控制策略能實現(xiàn)變換器的高效率和平滑運行，滿足直流總線供電系統(tǒng)控制要求。
關(guān)鍵詞：變換器；光伏接口；直流微網(wǎng)；控制策略

1 引言
    作為太陽能利用主要方式之一，光伏發(fā)電已受到越來越多的關(guān)注。針對光伏逆變器以單機電源方式接入電網(wǎng)產(chǎn)生的控制困難、成本高等問題，分布式供電系統(tǒng)(微電網(wǎng))得到了廣泛研究。分布式直流供電系統(tǒng)(直流微網(wǎng))由于可實現(xiàn)能量的高效利用，降低系統(tǒng)成本和保證供電可靠性，其研究得到了重視。作為光伏發(fā)電對直流微網(wǎng)的接口電路，其控制上具有一定特殊性。首先，太陽能作為單方向輸出電能模塊，要接入直流微網(wǎng)，就必須要求接口電路滿足最大功率跟蹤控制和下垂控制特性要求。若微網(wǎng)電能不足，光伏電池能以最大功率輸出；若微網(wǎng)電能過剩，光伏電池輸出要能支撐母線電壓。其次，直流微網(wǎng)接口電路無需逆變；微網(wǎng)本身一般對大電網(wǎng)隔離，可降低隔離要求，相應(yīng)提高變換器效率將是研究的另一重點。
    級聯(lián)應(yīng)用基本Buck和Boost變換器，即雙管Buck-Boost和Boost-Buck電路滿足簡單、高效、非隔離及寬電壓輸入范圍的要求，是光伏接口變換器的優(yōu)選拓撲。兩拓撲均有兩個開關(guān)管，工作方式有多種選擇。其中，單管工作模式，即在同一時刻只有一個開關(guān)管處于高頻工作狀態(tài)的模式能顯著減小變換器損耗，是合適高效的工作方式。但在使用單管模式時會出現(xiàn)升、降壓模態(tài)平滑過渡問題。
    Boost-Buck電路較雙管Buck-Boost電路還有輸入輸出電流連續(xù)，利于減小濾波電容的優(yōu)勢，此處選擇前者作為直流微網(wǎng)光伏接口變換器展開控制策略研究。先給出接口變換器外特性要求并設(shè)計相應(yīng)的控制策略。接著介紹Boost-Buck電路，給出單管工作調(diào)制策略，并分析升降壓切換問題的原因，提出解決方案。搭建樣機進行實驗研究，結(jié)果證明了該控制策略的有效性。

2 光伏接口變換器的外特性及實現(xiàn)
    圖1為光伏接口單元外特性要求，根據(jù)直流微網(wǎng)的能量管理要求，光伏接口電路外特性需分成最大功率跟蹤區(qū)和電壓調(diào)整區(qū)，光伏接口電路要能在這兩個外特性區(qū)間切換，根據(jù)能量管理需求決定控制變換器工作狀態(tài)。圖中，Kss為電壓調(diào)整區(qū)輸出電壓下垂斜率。

    要滿足圖1所示的光伏接口電路外特性要求，變換器處理的能量應(yīng)在輸入、輸出功率值中取較小值，即變換器控制量需要分別從輸入側(cè)和輸出側(cè)產(chǎn)生，進行取小。

    為實現(xiàn)圖1輸出特性，設(shè)計光伏接口變換器控制框圖，如圖2所示。圖中，uc為調(diào)節(jié)器輸出，um為調(diào)制波，d為占空比，Upv_r，Uo_r，Io _r分別為輸入電壓、輸出電壓、電流的參考值。共需要采樣4個量：輸入電壓Upv_r、輸入電流Ipv、輸出電壓Uo及輸出電流Io。Upv與Ipv主要用于實現(xiàn)MPPT控制，Uo用于實現(xiàn)母線支撐控制，Io用于限流，共3個調(diào)節(jié)器：Gc1(s)，Gc2(s)和Gc3(s)。3個值取小不會同時工作，分別實現(xiàn)前述兩種工作狀態(tài)。

3 Boost-Buck光伏接口變換器控制策略
3．1 Boost-Buck光伏接口變換器
    Boost-Buck光伏接口變換器結(jié)構(gòu)如圖3所示。Upv為光伏陣列輸出電壓；Uo為變換器輸出電壓；L1，L2為輸入、輸出電感；C1為中間電容，C2為輸出電容。記Boost，Buck開關(guān)管占空比分別為d1，d2。

3．2 單管調(diào)制策略
    為簡化控制策略，降低開關(guān)損耗，Boost-Buck變換器宜采用單管工作模式。Upv<Uo，電路處于升壓模式，此時d1為0～1，d2=1；Upv> Uo，電路處于降壓模式，d1=0，d2在0～1間調(diào)節(jié)。

    實現(xiàn)Boost-Buck變換器單管模式調(diào)制策略如圖4所示。調(diào)制偏移量K與三角波峰值相等。Boost和Buck模式共用調(diào)節(jié)器，將Boost功率管的調(diào)制波上移K后作為Buck的調(diào)制波，簡化調(diào)節(jié)器設(shè)計的同時保證了單管工作。
3．3 模態(tài)過渡問題
    實際中，任何開關(guān)器件通、斷都存在一定延時，這些都會影響實際占空比，如圖5a所示。uds為MOSFET開關(guān)管兩端電壓，Ts為開關(guān)周期，T1，T2為開通延時和關(guān)斷延時；圖5b為開關(guān)延遲對實際占空比的影響。理論上Uo／Upv與d1，d2的關(guān)系如圖中虛線所示，但由于圖5a所示的開關(guān)延遲，實際情況如實線所示?？梢?，Upv連續(xù)變化時，占空比并不能總跟隨連續(xù)變化。據(jù)此不難理解模式切換時出現(xiàn)的輸出電壓瞬變問題。

    尤其當Upv在Uo附近波動時，變換器在Buck和Boost模式間來回切換，引起輸出較大脈動。不僅會產(chǎn)生低頻振蕩，引起噪聲，同時，接近于0或1的占空比會引起開關(guān)管不完全開通或關(guān)斷，增加開關(guān)損耗。不僅對驅(qū)動電路提出很高要求，也增加了電路不可靠工作的因素。
3．4 過渡區(qū)域的平滑切換
    為保證全范圍外特性實現(xiàn)，兼顧高效要求，此處設(shè)計在Upv與Uo接近的區(qū)間，設(shè)置一段V1和V2同時高頻工作的區(qū)間，如圖6所示。

    U1，U1-△U，Ur，Ur+△U分別為模態(tài)轉(zhuǎn)換的閾值。Upv在區(qū)間外時，變換器處于單管工作狀態(tài)，開關(guān)頻率為fh；Upv在設(shè)定區(qū)間內(nèi)，兩開關(guān)管同時高頻工作，為減小損耗，使兩者開關(guān)頻率均降低為f1。進出雙管工作區(qū)間時加入滯環(huán)，防止模式來回切換。為簡化控制，雙管模式下，固定d1，只調(diào)節(jié)d2完成控制要求。對于U1，Ur和△U值的取定，綜合考慮將整個過程中d1和d2的極值設(shè)置在合理范圍內(nèi)。程序控制框圖如圖7所示。

4 實驗研究
    為驗證前述控制策略有效性，搭建變換器樣機進行實驗研究。變換器的額定功率Po=3 kW，輸入電壓Upv為200～550 V，Uo=380 V，單管工作頻率Fh=50 kHz，雙管工作頻率f1=25 kHz。輸入電感L1=360μH，輸出電感L2=680μH；中間電容C1=3μF，輸出電容C2=1．8μF。采用TMS3 20LF2407型DSP進行數(shù)字控制，實現(xiàn)V1，V2驅(qū)動信號輸出。

    Upv由240V升至430V時，Uo波形如圖8a所示。電壓變化期間Buck開關(guān)管V2和Boost開關(guān)管V1驅(qū)動波形(UgV2和ugV1)從圖8b依次變化到8c。由實驗波形可見，采用的調(diào)制策略實現(xiàn)了從Boost模式到雙管工作模式再到Buck模式的快速響應(yīng)和平滑切換。
    用功率分析儀測試了典型情況下的效率曲線，如圖8d所示。最高效率為98．5％，最低效率為95．3％。整體效率較高。

5 結(jié)論
    此處針對光伏對直流微網(wǎng)接口變換器的兩個要求：滿足一定的外特性以及能夠高效、平滑的工作展開分析。針對外特性要求，設(shè)計了基于功率匹配、參考取小的控制方案；對使用單管工作產(chǎn)生的升降壓模式切換問題，給出加入雙管降頻區(qū)間的解決策略。實驗研究結(jié)果表明所采用的控制策略簡單有效，實現(xiàn)了變換器高效率和平滑的運行，滿足直流總線供電系統(tǒng)控制要求。