3G系統(tǒng)中AGC的FPGA設計實現(xiàn)
大多數(shù)接收機必須處理動態(tài)范圍很大的信號，這需要進行增益調(diào)整，以防止過載或某級產(chǎn)生互調(diào)，調(diào)整解調(diào)器的工作以優(yōu)化工作。在現(xiàn)代無線電接收裝置中。可變增益放大器是電控的，并且當接收機中使用衰減器時，他們通常都是由可變電壓控制的連續(xù)衰減器。控制應該是平滑的并且與輸入的信號能量通常成對數(shù)關系(線性分貝)。在大多數(shù)情況下，由于衰落，AGC通常用來測量輸入解調(diào)器的信號電平，并且通過反饋控制電路把信號電平控制在要求的范同內(nèi)。
2 系統(tǒng)總體設計
在本設計中，前端TD_SCDMA的射頻信號RF輸入后，經(jīng)過MAX2392零中頻下變頻解調(diào)后進行增益處理。VGA輸出的信號經(jīng)過ADC變換后就成為數(shù)字中頻信號，經(jīng)RSP(接收信號處理器)處理輸出為IF數(shù)字信號。IF信號可以經(jīng)過AGC控制算法處理后控制VGA的增益。AGC增益控制算法在數(shù)字部分來實現(xiàn)，在本設計中，AGC電路可以有效提高鏈路的動態(tài)范圍(+25～-105 dBm)，提高ADC輸出的SNR，以使DSP能更容易地實現(xiàn)Dw-PTS同步。AGC在系統(tǒng)中的位置如圖1虛線框所示：
3 AGC系統(tǒng)的FPGA實現(xiàn)
根據(jù)AG
3.1 數(shù)據(jù)干路模塊
從RSP接口來10位二進制補碼數(shù)據(jù)I1和Q1，與求指數(shù)模塊傳送來的預放大增益GAIN2相乘后所得出的數(shù)據(jù)(仍取10位二進制補碼數(shù)據(jù))將要傳送到CIC平均模塊，同時要分別與求指數(shù)模塊傳送來的放大增益GAIN3相乘，然后采取截短處理，取8位二進制補碼數(shù)據(jù)，I1′，Q1′，輸出到DSP 中。
3.2 計算下行同步碼功率(SYNC_DL)模塊
計算下行同步碼功率(SYNC_DL)模塊對應于圖2中的判斷部分，是AGC中最為重要算法計算。TD_SCD-MA每個幀有6 400個碼片，在其一幀5 ms的時間上是不連續(xù)的，因此只能求出下行同步碼(SYNC_DL)的功率值，以此為依據(jù)控制VGA的電壓值。
由圖3的TD_SCDMA的幀結(jié)構(gòu)知道，下行同步碼(SYNC_DL)在下行導頻時隙(DwPTS)發(fā)射，SYNC_DL的長為64個碼片，在其左邊和右邊各有32和96個碼片的保護時隙(GP)。為此，在FPGA中共用了3種不同的方法計算其功率值。
方法一在FPGA內(nèi)根據(jù)檢波法的原理計算下行同步碼64個碼片的功率(AGC模塊圖2中的dcmt部分)?？紤]TD的幀結(jié)構(gòu)，保護時隙GP的功率很小，故從接收功率的時間分布上來看，與GP相比SYNC_DL段的功率較大。當用SYNC_DL段的64碼片之和除以SYNC_DL前后個32個碼片相加之和，結(jié)果大于3時，就可以判斷出SYNC_DL的大致位置。因此，基于這種方法，F(xiàn)PGA在5 ms的周期中遍取6 400個碼片，每64個碼片做積分，依次向前滾動計算，同時做除法運算，最后即可計算出SYNC_DL在一幀6 400個碼片中的位置和能量，以此控制VGA的電壓和后續(xù)的計算。不過這種方法只有在信號質(zhì)量很好，信號強度比較大的時候才計算準確。
方法二由DSP方根據(jù)傳過來的數(shù)據(jù)，通過相干檢測法檢測出SYNC_DL的精確位置，并把這個位置參數(shù)傳送給FPGA。FPGA收到這一點的位置后，立既停止使用其自身檢波法求出的功率值，根據(jù)DSP傳過來的SYNC_DL的位置，計算出這一點之后的64個碼片的積分值，作為SYNC_DL的總功率，并以此控制 VGA的電壓(AGC模塊圖2中的dwpts部分)。這時求出來的總能量比較精確(DSP提供的位置比FPGA自身檢波法求出來的精確)，但是速度比較慢。
方法三當信號的強度變得很弱，信號可能淹沒在了噪聲當中。這時無論是由FPGA的檢波法還是DSP的相干法都計算不出SYNC_DL的位置和能量。在這種情況下，認為在5 ms時域上信號連續(xù)，能量均衡，F(xiàn)PGA求5ms幀的平均值，以此作為SYNC_DL的功率，并控制VGA(AGC模塊圖2中的CIC部分)。
3.3 求對數(shù)運算模塊
在本模塊，將上面得到的功率值進行求對數(shù)運算，以減少數(shù)據(jù)的運算量。用FPGA實現(xiàn)求對數(shù)運算時，可以先將數(shù)據(jù)歸一化在1～2之間，然后通過將數(shù)據(jù)平方后推導出最高位的方法逐位求出所求數(shù)據(jù)的二進制數(shù)值。假定自變量X歸一化在區(qū)間[1，2]內(nèi)，用二進制數(shù)據(jù)可表示為1．X1X2…Xn，則所求的對數(shù)值在區(qū)間[0，1]內(nèi)，用二進制數(shù)據(jù)可表示為0．Y1Y2…Ym，因而可用數(shù)學方法表示為20.Y1Y2…Ym=1．X1X2…Xn，問題歸結(jié)為求 Y1Y2…Ym。將上式左右兩邊同時平方，可以得出2Y1Y2…Ym=(1．X11X21…Xn1)2，由此可推倒出Y1來。(X為已知，若等式右邊數(shù)據(jù)小于2，則Y1=0；反之，若大于或等于 2，則Y1=1)求出Y1后可以導出20.Y2Y3…Ym=1．X11X21…Xn1，同理可推倒出Y2。依此類推，可求出對數(shù)值的各位。
進行FPGA設計時，可以設計出一個平方比較單元依次求出對數(shù)值，同時要注意需要耗費的系統(tǒng)資源。
3.4 求指數(shù)運算模塊
經(jīng)過求對數(shù)模塊后，一路數(shù)據(jù)傳送到IIR中，另一路數(shù)據(jù)則要傳送到DSP中進行算法運算，因此，需要增加一個求指數(shù)模塊，將對數(shù)模塊運算后的結(jié)果還原成原來的數(shù)據(jù)送到DSP中。指數(shù)換底公式可知：2x=ex1n2，由雙曲函數(shù)定義及特性可知：ex=sinh(x)+cosh(x)，而當自變量x在 [-π／4，7c／4]范圍內(nèi)時，可以采用FPGA的IP CORE(CORDIC算法)實現(xiàn)雙曲正弦函數(shù)和雙曲余弦函數(shù)，因此在FPGA內(nèi)部求以2為底的指數(shù)函數(shù)時，可以先將自變量歸一化在[0，1]內(nèi)，然后將自變量乘以常系數(shù)1n 2，由于ln 2<π／4，故可以新乘得的數(shù)據(jù)作為新的自變量，利用IPCORE求出其雙曲正弦函數(shù)和雙曲余弦函數(shù)后將其相加，即可得到所需要的指數(shù)函數(shù)值。
3.5 IIR反饋模塊
IIR反饋模塊包括3部分：IIR濾波單元、飽和反
3.6 CIC平均模塊
當AGC用于WCDMA系統(tǒng)時，可以將圖2中的判斷部分全部去掉，加入這個CIC平均模塊。CIC平均模塊負責將預放大模塊求出的I1和Q1作為自變量，通過功率算法P1′=I1*I1+Q1*Q1求出P1′，然后將6 400個工作頻率為1.28 MHz的P1′平均，得出工作頻率為1.28 MHz的P1。同樣得出P2后再求出P1+P2。
在FPGA中對于相加運算，包括CIC實現(xiàn)部分的純整數(shù)相加算法和其他部分的小數(shù)相加算法。其中CIC運算部分的運算數(shù)據(jù)是二進制10位有符號數(shù)；對于相乘運算，包括CIC實現(xiàn)部分的純整數(shù)平方算法、CIC實現(xiàn)部分的常系數(shù)小數(shù)相乘算法。
4 結(jié) 語
以上介紹的在FPGA中實現(xiàn)AGC的算法，經(jīng)過項目的驗證測試，效果比較好，DA選用ADS的5621，VGA電壓調(diào)節(jié)范圍在0.3～1.8 V之間，共45個dB的調(diào)節(jié)范圍，因此AGC在+10～-35之間起調(diào)節(jié)作用，信號低于-45 dBm時，VGA電壓保持1.8 V最大值；高于+10 dBm時，VGA電壓保持在最小0.3 V。經(jīng)過測試，F(xiàn)PGA可在+25～-105 dBm范圍內(nèi)搜索到SYNC_DL的位置。
此種AGC算法，計算相對簡單，運算速度快，不僅可用于TD_SCDMA信號，在計算下行同步碼能量時稍加改動，只做CIC平均運算，即可應用于WCDMA信號。
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