利用光纖發(fā)射/接收器對實現(xiàn)遠距離高速數(shù)據(jù)采集

摘要：應(yīng)用串行同步傳輸原理，用一種小巧的光發(fā)射/接收器對設(shè)計成光纖通訊系統(tǒng)，接A/D采樣數(shù)據(jù)直接進行遠距離高速傳輸。實際證明該方法簡單、可靠，具有一定的實用價值。

關(guān)鍵詞：高速數(shù)據(jù) 遠距離采集 光纖通訊 多路同步

電力變壓器局部放電在線定位監(jiān)測系統(tǒng)的關(guān)鍵環(huán)節(jié)之一是準確、可靠的數(shù)據(jù)采集與傳輸。根據(jù)電力變壓器局部放電產(chǎn)生的超聲波和電脈沖信號頻率高、頻譜寬、幅度變化大，環(huán)境電磁干擾嚴重，以及電力變壓器與中心控制室距離一般在500m范圍以內(nèi)，而多路檢測信號集中在變壓器周期等特點，電力變壓器局部放電在線定位監(jiān)測系統(tǒng)的信號檢測采用現(xiàn)場集中數(shù)據(jù)采集方案，數(shù)據(jù)傳輸直接利用一種低價、高速、中遠距離多模光纖HFBR-1414/2416發(fā)射/接收器對實現(xiàn)遠距離光纖高速同步傳送。這樣可大大簡化控制器的電路結(jié)構(gòu)，省去繁瑣的數(shù)據(jù)傳輸編碼和解碼，數(shù)據(jù)傳輸速率也得以進一步提高。

1 HFBR光器件簡介

由惠普公司生產(chǎn)的光纖HFBR-1414/2416發(fā)射/接收器對具有如下主要技術(shù)特性：

·發(fā)射光波長820nm

·最高數(shù)據(jù)傳輸速率155MBd

·最長傳輸距離4km

·適用光纖：50/125μm，62.5/125μm，100/140μm，200μmHCS

·工作溫度范圍：-40℃～+85℃

·ST、SC、SMA和FC四種連接頭選擇

·8管腳DIP封裝

HFBR-1414/2416光纖發(fā)射/接收器對的內(nèi)部結(jié)構(gòu)與管理排列如圖1所示。HFBR-1414光纖發(fā)射器內(nèi)含個高效光功率激勵的鋁砷化鎵光發(fā)射器，該光發(fā)射器在60mA直流電流激勵下能向光纖中饋入光波長為820nm的光功率-12dBm。HFBR-2416光接收器由一個高效PIN光電二極管和一低噪聲跨阻前置放大器電路組成。該放大器由于跨阻抗作用使得放大器的帶寬和非線性得到了較大的改善，同時也獲得了較大的動態(tài)范圍。光信號經(jīng)光電二極管轉(zhuǎn)換成模擬電信號，放大后由射輸出器緩沖輸出，最大動態(tài)范圍達23dB，頻率響應(yīng)從直流到125MHz。

2 發(fā)射/接收器對的TTL接口電路

對于HFBR-1414光發(fā)射器必須提供足夠的正向驅(qū)動電流IF才能發(fā)出所需光功率，由高性能的CMOS數(shù)字電路四二輸入正與非門74ACT00設(shè)計的驅(qū)動電路如圖2所示。具有TTL電平的串行數(shù)據(jù)（或同步時鐘）從與非門U1D的輸入端12輸入，反相后由74ACT00的三個與非門U1A～U1C并聯(lián)輸出驅(qū)動HFBR-1414光發(fā)射器，產(chǎn)生足夠的光功率。為避免驅(qū)動器的電流特性對光發(fā)射器光學(xué)開關(guān)特性的影響，運用頻率補償技術(shù)改善光信號的上升/下降沿，通過給HFBR-1414光發(fā)射器提供一定的預(yù)偏置電壓，來減小傳播延遲誤差所引起的脈寬失真。電路參數(shù)可由下列公式計算：

R1={[（Vcc-VF）+3.97(Vcc-VF-1.6)]/IFON(A)}( Ω)

R2=(1/2) ·[(R1/3.97) ·(Ω)]

Re=R2-1(Ω)

R3=R4=R5=3Re(Ω)

C1={[2000(ps)]/R2}(pf)

HFBR-2416光接收器的輸出為模擬電信號，為了與數(shù)字系統(tǒng)兼容，須通過圖3所示的高速比較電路進行變換。比較電路由超高速、低功耗、高精度TTL比較器LT1016集成芯片和一些外圍元器件組成。HFBR-2416光接收器輸出的模擬信號經(jīng)C1、C2耦合到比較器的兩模擬輸入端，經(jīng)U1比較后恢復(fù)出與發(fā)射端相一致的TTL信號，以相反極性從兩輸出端輸出。電路中的R8、R9和C4組成低通濾波器，用以提高光接收器對電源和外部噪聲的抑制功能。比較器的輸入耦合電容由下式確定：

C1=C2=2/{3(R1+R2)[Data Rate(Bd)]}
   
由光發(fā)射/接收器對與上述TTL接口電路所組成的通訊通道，最大數(shù)據(jù)傳輸速率可達32MBd，最大傳輸距離800m。

3 遠距離高速數(shù)據(jù)采集與傳輸系統(tǒng)設(shè)計

電力變壓器局部放電在線定位監(jiān)測系統(tǒng)的數(shù)據(jù)采集與傳輸系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖4所示。整個系統(tǒng)由7路數(shù)據(jù)傳輸通道和1路同步時鐘傳輸通道組成，分為現(xiàn)場數(shù)據(jù)采集與傳送和主控數(shù)據(jù)接收與存儲兩大部分，彼此之間用8芯片纜連接；數(shù)據(jù)的采集、傳輸和存儲統(tǒng)一由數(shù)據(jù)采集與傳送控制器的同步時鐘協(xié)調(diào)控制。

3.1 數(shù)據(jù)采集與傳送

數(shù)據(jù)采集由TLC876模數(shù)轉(zhuǎn)換器完成，該芯片為CMOS低功率10位20MSPS模數(shù)轉(zhuǎn)換器，以多級流水線結(jié)構(gòu)原理設(shè)計而成，內(nèi)部串聯(lián)五級ADC子模塊。芯片在輸入時鐘控制下，轉(zhuǎn)換過程分級進行，每級轉(zhuǎn)換獲得2位結(jié)果，逐級精化，直至最后一級達到10位分辨率輸出。輸出結(jié)果就一個采樣值而言，僅需一個時鐘周期，但從模擬值采樣到10位數(shù)字量輸出有5個時鐘周期的延遲。傳感器檢測到的變壓器放電信號，經(jīng)放大器放大到-5V～+5V電壓范圍后，被送到A/D轉(zhuǎn)換器的模擬輸入端。A/D轉(zhuǎn)換器在2MHz時鐘ADCLK控制下連續(xù)不斷地對其采樣和輸出。

TLC876輸出的10位并行數(shù)據(jù)由數(shù)據(jù)采集與發(fā)送控制器的鎖存脈沖/SLOCK將其鎖存于2睡并串轉(zhuǎn)換移位寄存器74F165中的D1～D10中。而寄存器的D0位則鎖存固定電平“1”作為發(fā)送數(shù)據(jù)的起始位，D11～D15位鎖存固定電平“0”作為發(fā)送數(shù)據(jù)的停止位。被鎖存的16位并行數(shù)據(jù)在傳送控制器的12位移位脈沖STCLK作用下，被轉(zhuǎn)換成數(shù)據(jù)隊列D0～D11串行輸出。移位時鐘速率32MBd。

數(shù)據(jù)采集與傳送控制器作為采集與傳送控制核心，除負責(zé)產(chǎn)生A/D轉(zhuǎn)換時鐘ADCLK、數(shù)據(jù)鎖存脈沖/SLOCK和同步移位脈沖STCLK外，還必須將同步移位時鐘脈沖SCLK傳送到接收端去，用于串行移位數(shù)據(jù)的串行轉(zhuǎn)換同步移位時鐘和同步信息的檢測與恢復(fù)。時序關(guān)系如圖5波形的采集與傳送時序部分所示。由圖5可見，一個采樣數(shù)據(jù)傳送周期需16個OSC1時鐘周期，其中12個OSC1時鐘周期用于傳送12位數(shù)據(jù)，其它4個OSC1時鐘周期作為同步信息發(fā)送時間，這段時間不發(fā)送時鐘脈沖，接收端控制器將根據(jù)間隔時間檢測恢復(fù)同步信息。數(shù)據(jù)采集發(fā)送控制器采用一片可編程邏輯陣列芯片GAL22V10設(shè)計，通過編程實現(xiàn)內(nèi)部4位二進制計數(shù)器對輸入時鐘計數(shù)，其4位輸出結(jié)果與邏輯組合電路一起實現(xiàn)各項時序?？刂破鬏斎霑r鐘頻率32MHz，由有源晶振提供。    接收器與發(fā)送器的數(shù)據(jù)同步由74F161計數(shù)器與CPLD的內(nèi)部邏輯電路組成同步信息檢測器，對同步傳輸光路傳輸業(yè)的移位時鐘進行檢測并實現(xiàn)同步控制。74F161計數(shù)器計數(shù)時鐘由OSC2提供，頻率與發(fā)送時鐘頻率相一致，由32MHz有源晶振產(chǎn)生。計數(shù)器的清零輸入來自經(jīng)CPLD內(nèi)部反相器反相的SCLK，同步時序見圖5的接收與存儲時序部分。在數(shù)據(jù)移位期間，每來一個移位時鐘脈沖，計數(shù)器就清一次零。而在每個移位脈沖的周期內(nèi)，計數(shù)器的計數(shù)時鐘輸入端有同數(shù)。從理論分析，它有兩種情況：第一種飛速是計數(shù)脈沖的上升沿在復(fù)位脈沖的低電平時出現(xiàn)，計數(shù)器因處于復(fù)位狀態(tài)而不會計數(shù)；第二種情況是計數(shù)脈沖的上升沿在復(fù)位脈沖的高電平時出現(xiàn)，這時計數(shù)器會加1。但不管怎樣，在整個移位脈沖期間，計數(shù)器的計數(shù)值不會超過1。當12位數(shù)據(jù)發(fā)送結(jié)束，接下來是4個不發(fā)脈沖的同步信息時間，在這段時間內(nèi)，接下來是4個不值會累加到4，既QDQCQBQA=0100B。通過CPLD的內(nèi)部邏輯組合，產(chǎn)生出寫脈沖/IWR=/(/QD./QC.QB.QA.OSC2)和地址修改脈沖ATRR=(/QD./QC.QB.QA./OSC2),用于數(shù)據(jù)的存儲和地址的修改。

由并串轉(zhuǎn)換移位寄存器輸出的采樣數(shù)據(jù)流，經(jīng)光發(fā)射驅(qū)動電路功率放大后激勵HFBR-1414鋁砷化鎵發(fā)光器發(fā)光饋入光纖。

3.2 數(shù)據(jù)接收與存儲

接收端的光接收器HFBR-2416將光纖傳來的微彈光信號轉(zhuǎn)變成模擬電信號，再經(jīng)TTL比較電路恢復(fù)成與發(fā)送端相一致的TTL電平數(shù)據(jù)流，送入串并轉(zhuǎn)換移位寄存器的串行數(shù)據(jù)輸入口。

串行轉(zhuǎn)換用2片串并轉(zhuǎn)換移位寄存器74F164串聯(lián)組成16位并行輸出，串行輸入的轉(zhuǎn)換電路。從數(shù)據(jù)接收通道送來的數(shù)據(jù)流在同步移位時鐘作用下，被轉(zhuǎn)換成與發(fā)送端數(shù)據(jù)一致的并行輸出數(shù)據(jù)。由于同步時鐘是通過同步傳輸通道，由發(fā)送端與數(shù)據(jù)一起傳輸?shù)浇邮斩说?，它們的傳輸條件一致、時序與時延一致，所以數(shù)據(jù)的移位同步性很好，經(jīng)轉(zhuǎn)換的并行數(shù)據(jù)可靠性也得到了充分保證。

串行轉(zhuǎn)換輸出的12位并行數(shù)據(jù)中的D1～D10共10位數(shù)據(jù)為A/D采樣輸出數(shù)據(jù)，被直接送到64kW數(shù)據(jù)存儲器RAM數(shù)據(jù)總線的D0～D9位。而起始位D0和終止位D11則被送到接收與存儲控制器的內(nèi)部數(shù)據(jù)校驗器中進行同步校驗，所得校驗結(jié)果RAMD15=/(D0./D11)作為數(shù)據(jù)正誤標志（“0”正確，“1”錯誤）送到存儲器RAM的數(shù)據(jù)總線D15位。被送到存儲器總線上的數(shù)據(jù)在接收與存儲控制器產(chǎn)生的寫脈沖/IWR作用下，存儲在相應(yīng)的存儲單元中。

數(shù)據(jù)接收與存儲控制器由CPLD復(fù)雜可編程邏輯器件EPM7128S的一部分（另一部分作控制接口設(shè)計）設(shè)計而成，通過編程實現(xiàn)如下電路功能：

·同步移位脈沖計數(shù)器；

·7路數(shù)據(jù)起始與終止位同步校驗；

·寫脈沖/IWR形成；

·存儲器地址A0～A15發(fā)生器；

·存儲地址計數(shù)脈沖ATRR形成；

·同步信息檢測與同步控制。

上述遠距離高速數(shù)據(jù)采集與傳輸系統(tǒng)在上電后，發(fā)送端A/D轉(zhuǎn)換器就連續(xù)不斷地對信號進行采集并傳送。接收端是否存儲傳送來的數(shù)據(jù)，由啟動控制信號START確定。當啟動信號產(chǎn)生一個正脈沖后，忙信號BUSY由低電平跳變?yōu)楦唠娖?，開始一段存儲時序同步信息，存儲器地址發(fā)生器A0～A15立即0，地址指針指向存儲器的0單元，開始數(shù)據(jù)接收與存儲。存儲數(shù)據(jù)容量由預(yù)置計數(shù)器的初值決定。存儲過程中，每存一個字數(shù)據(jù)，計數(shù)器就減一，直到計數(shù)器的值減為0，使忙信號BUSY由高電平跳變?yōu)榈碗娖剑Y(jié)束這段存儲周期。每通道存儲數(shù)據(jù)容量最大64K字節(jié)。

由HFBR-1414/2416光發(fā)射/接收器對設(shè)計的多路遠距離高速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，在電力變壓器局部放電在線定位監(jiān)測系統(tǒng)中應(yīng)用，數(shù)據(jù)采集傳輸性能穩(wěn)定可靠。該方法也非常適用于傳輸距離不太遠、需大容量數(shù)據(jù)高速傳輸?shù)囊恍崟r測控系統(tǒng)。