RF功率管的輸入輸出阻抗測(cè)量

在設(shè)計(jì)射頻放大電路的工作中，一般都要涉及到輸入輸出阻抗匹配的問(wèn)題，而匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)是解決問(wèn)題的關(guān)鍵，如果知道網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)需要的阻抗，那么就可以利用射頻電路設(shè)計(jì)軟件(如RFSim99)自動(dòng)設(shè)計(jì)出匹配網(wǎng)絡(luò)，非常方便。一般在阻抗匹配要求不很?chē)?yán)格的情況下，或者只關(guān)心其他指標(biāo)的情況下，可以對(duì)器件的輸入輸出阻抗作近似估計(jì)(有時(shí)器件參數(shù)的分散性也要求這樣)，只要設(shè)計(jì)誤差不大就可行。但是在射頻功率放大器的設(shè)計(jì)中，推動(dòng)級(jí)和末級(jí)功率輸出的設(shè)計(jì)必須要提高功率增益和高效率，這時(shí)知道推動(dòng)級(jí)和功率輸出級(jí)的輸入輸出阻抗就顯得非常重要。在功率管的器件手冊(cè)上一般都給出了在典型頻率和功率下的輸入輸出阻抗，為工程設(shè)計(jì)人員提供參考，但是由于功率管參數(shù)的分散性和工作狀態(tài)(如工作頻率、溫度、偏置、電源電壓、輸入功率、輸出功率等)發(fā)生變化的情況下，手冊(cè)上的參數(shù)就和實(shí)際情況有很大的偏差。有時(shí)候?yàn)榱私档彤a(chǎn)品的功耗，必須設(shè)計(jì)出匹配良好和高效率的射頻功率放大器，這時(shí)就有必要測(cè)量功率管在特定工作條件下的輸入輸出阻抗。在測(cè)定的過(guò)程中，首選的儀器是昂貴的網(wǎng)絡(luò)分析儀，但是在不具備網(wǎng)絡(luò)分析儀的情況下，可以尋求用普通的儀器(如示波器、阻抗測(cè)試儀等)進(jìn)行測(cè)量。下面介紹一種用普通測(cè)量?jī)x器測(cè)量射頻功率管在實(shí)際工作條件下的輸入輸出阻抗的方法。

2 阻抗測(cè)量的一般方法

阻抗測(cè)量方法主要有電橋法，諧振法和伏安法3種。電橋法具有較高的測(cè)量精度，是常用的高精度測(cè)量方法，但在測(cè)量像射頻功率管這樣的有源非線性大信號(hào)工作器件的阻抗，特別是要求功率管在實(shí)際工作條件下測(cè)量有一定的困難，故電橋法難以應(yīng)用。諧振法在要求射頻功率管在實(shí)際工件條件下也很難應(yīng)用，主要原因是在非線性大信號(hào)下的波形已經(jīng)不是正弦波。伏安法是最經(jīng)典的阻抗測(cè)量方法，測(cè)量原理是基于歐姆定律，即阻抗ZX可以表示為ZX=UXejθ／IX，UX為阻抗ZX兩端壓降的有效值，IX為流過(guò)阻抗ZX的電流有效值，θ為電壓與電流的相位差。但是在射頻功率管的基極和集電極的電壓和電流均不是正弦波，所以基波的IX和θ都很難準(zhǔn)確測(cè)出，顯然伏安法在這里有很大的局限性。這3種方法在測(cè)量射頻功率管在實(shí)際工作條件下的輸入輸出阻抗都難以應(yīng)用，下面介紹一種間接測(cè)量阻抗的方法，他同時(shí)解決了濾除諧波和要求功率管在實(shí)際工作條件下測(cè)試的問(wèn)題，實(shí)踐證明這種方法簡(jiǎn)便易行。

3 傳輸函數(shù)法間接測(cè)量阻抗的方法原理

圖1中網(wǎng)絡(luò)HA，HB，ZX組成測(cè)試網(wǎng)絡(luò)，圖2中HC為其等效網(wǎng)絡(luò)。HA，HB為無(wú)源線性雙口網(wǎng)絡(luò)，起著匹配、隔離和濾波的作用，使得在bb′處能觀測(cè)到比較好的正弦波。HC的傳輸函數(shù)可以表示為：

其中，Uaa′，Ubb′為aa′和bb′處的電壓的有效值，θ為aa′和拍bb′處電壓的相位差。只要測(cè)出Uaa′，Ubb′和θ就可得到傳輸函數(shù)HC，由于HA，HB為已知線性網(wǎng)絡(luò)，通過(guò)計(jì)算就可求得待測(cè)阻抗ZX。

4 測(cè)試網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)原則

首先，HA，HB網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)應(yīng)根據(jù)實(shí)際需要盡量簡(jiǎn)潔。如果網(wǎng)絡(luò)比較復(fù)雜，不但增加了計(jì)算量，而且計(jì)算阻抗的誤差也會(huì)增大。

其次，HA，HB網(wǎng)絡(luò)元件的選擇要盡量選擇接近理想元件模型的電阻電容和電感元件，盡量少用電感元件，因?yàn)殡姼性腝值不可能做得很大，而且電感元件的實(shí)際模型比較復(fù)雜，采用實(shí)際模型時(shí)，使電路模型復(fù)雜化，這樣既增加了計(jì)算量，也增加了誤差。在使用元件之前，必須用精密阻抗儀準(zhǔn)確測(cè)出元件參數(shù)值，在搭接電路時(shí)盡量減小分布參數(shù)的影響。

再次，在測(cè)試時(shí)必須使功率管處在正常的工作狀態(tài)，網(wǎng)絡(luò)處在諧振狀態(tài)或者稍偏離諧振狀態(tài)(因諧振回路Q值不大)。這樣測(cè)出的參數(shù)在特定的工作頻率和工作狀態(tài)下才有實(shí)際意義。

最后，應(yīng)使接在bb′處的探頭電容盡量小，探頭的輸入電阻盡量高些，在計(jì)算時(shí)只須考慮探頭的電容，在測(cè)試前必須測(cè)出探頭電容的大小。

5 射頻功率管的輸入輸出阻抗的測(cè)量實(shí)例

射頻功率管的應(yīng)用手冊(cè)上一般都有功率管在特定工作條件下的輸入輸出阻抗。在設(shè)計(jì)射頻功率放大器的時(shí)候，如果功率管工作在手冊(cè)上典型的工作狀態(tài)下，就可以直接使用手冊(cè)上提供的功率管輸入輸出阻抗參數(shù)，盡管功率管的參數(shù)有一定的分散性，但是誤差不大。如果射頻功率管的工作條件發(fā)生了變化(特別是工作頻率)，手冊(cè)上的參數(shù)就不準(zhǔn)確了，只能起到一定的參考作用。例如日本三菱公司生產(chǎn)的VHF波段的射頻功率管2SC2630的輸入輸出阻抗的數(shù)據(jù)為：Zin=0.8+j1.2 Ω，Zout=1.5-j0.6 Ω，@Po=60 W，VCC=12.5 V，f=175 MHz。又如工作在VHF波段的射頻功率管2SC1971的輸入輸出阻抗的數(shù)據(jù)為：Zin=0.8+j3.2 Ω，Zout=6.2-j3 Ω，@Po=6 W，VCC=13.5 V，f=175 MHz。

在設(shè)計(jì)具體的射頻功率放大器時(shí)，一般準(zhǔn)確知道輸入阻抗比準(zhǔn)確知道輸出阻抗更為重要。一般情況下，為了讓射頻功率管高效地工作，都會(huì)盡量減小管子的功耗。如果讓射頻功率管集電極(或漏極)的輸出阻抗與負(fù)載阻抗相匹配，則管子的效率最高是50％，即功率管的輸出功率等于功率管的管耗，這樣的工作條件對(duì)功率管不利，除非是為了最大限度地提高輸出功率。大多數(shù)情況下是集電極負(fù)載電阻遠(yuǎn)大于功率管的輸出阻抗，這樣就減小了管耗，提高了工作效率。另外，準(zhǔn)確知道射頻功率管的輸入阻抗，也是為了得到前一級(jí)(推動(dòng)級(jí))匹配網(wǎng)絡(luò)的負(fù)載，從而設(shè)計(jì)出最佳的推動(dòng)級(jí)負(fù)載網(wǎng)絡(luò)，或者是設(shè)計(jì)出具有特定輸入阻抗(如50 Ω，75 Ω)的輸入接口網(wǎng)絡(luò)。

測(cè)試時(shí)需要的設(shè)備：具有足夠輸入功率的信號(hào)源(或者自制的信號(hào)源)，雙蹤數(shù)字示波器，精密阻抗測(cè)試儀，數(shù)字電壓源等。

下面舉一例測(cè)量射頻功率管輸入輸出阻抗的實(shí)例。以射頻功率管2SC1971為例，他的工作條件是：VCC=7.2 V，Po=2 W，f=50 MHz，RL=50 Ω。為了測(cè)量功率管的輸入輸出阻抗，可以在輸入輸出端口串聯(lián)一級(jí)或者兩級(jí)雙口網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行測(cè)量，這些網(wǎng)絡(luò)同時(shí)起到匹配和濾波的作用。利用這些網(wǎng)絡(luò)就可以測(cè)出功率管的輸入阻抗。

下面僅說(shuō)明測(cè)量射頻功率管2SC1971的輸入阻抗的具體過(guò)程，輸出阻抗的測(cè)量方法與此相似。圖3是測(cè)量2SC1971的輸入阻抗的原理圖，圖4是他的等效電路圖。R1的值設(shè)計(jì)為10 Ω左右，以減少輸入的功率，同時(shí)HA由R1組成比較簡(jiǎn)單，便于計(jì)算，HB由L1，C1，R2組成，同時(shí)也是功率管的匹配和偏置網(wǎng)絡(luò)。HA，HB也可以由多級(jí)L型或Ⅱ型雙口網(wǎng)絡(luò)組成，只是計(jì)算量增大。經(jīng)過(guò)實(shí)測(cè)采用單級(jí)L型網(wǎng)絡(luò)在bb′處測(cè)得的波形比較接近正弦波，測(cè)量出的結(jié)果誤差不大。

為了使功率管在電源電壓為7.2 V時(shí)輸出2 W的功率，而且管子工作在臨界狀態(tài)，則從集電極測(cè)得的基波電壓的峰峰值約為14 V，集電極的負(fù)載電阻為12.5 Ω，所以后面的兩級(jí)Ⅱ型網(wǎng)絡(luò)的應(yīng)起到相應(yīng)的阻抗變換的作用。

測(cè)量的具體操作步驟是：
(1)以射頻功率管手冊(cè)上的輸入阻抗的數(shù)據(jù)為參考(可根據(jù)經(jīng)驗(yàn)修改)，用射頻電路設(shè)計(jì)軟件初步設(shè)計(jì)出HA，HB網(wǎng)絡(luò)(這個(gè)網(wǎng)絡(luò)的阻抗匹配不是準(zhǔn)確的)；
(2)在搭接電路之前用精密阻抗分析儀測(cè)出網(wǎng)絡(luò)中的元件參數(shù)值；
(3)調(diào)節(jié)輸入信號(hào)的功率和有關(guān)元件(如可調(diào)電容)的參數(shù)，使射頻功率管工作在要求的狀態(tài)下；
(4)用雙蹤數(shù)字示波器測(cè)出鋤aa′，bb′處的電壓的有效值Uaa′，Ubb′和兩處波形的超前和延遲時(shí)間△t；
(5)用精密阻抗分析儀重新測(cè)量可調(diào)元件的值；
(6)用編制好的程序計(jì)算ZX(下一節(jié)將給出算法)。

圖5，圖6，圖7分別是在aa′，bb′以及在功率管的基極測(cè)得的波形。由圖7可以看出在基極觀察的波形含有很多諧波分量，很難準(zhǔn)確得出基波的幅度和相位。即使使用頻譜分析儀，只能分析出基波的幅度，但是準(zhǔn)確得到相位很困難。由圖6可以看出這里的波形諧波的分量很小，基本上可以看作是基波了，這一級(jí)L型網(wǎng)絡(luò)的確起到了阻抗匹配和濾除諧波(實(shí)際上是隔離)的作用。

6 輸入阻抗ZX的計(jì)算

有了雙蹤數(shù)字示波器測(cè)得的Uaa′，Ubb′和波形超前或延遲時(shí)間△t，以及用精密阻抗儀測(cè)出的網(wǎng)絡(luò)的有關(guān)元件值，就可以計(jì)算待測(cè)阻抗了。

則由式(8)就可以計(jì)算出ZX。其中C為可調(diào)電容和探頭電容的總電容。

7 實(shí)例的測(cè)量結(jié)果和誤差分析

射頻功率管2SC1971在工作條件VCC=7.2 V，Po=2 W，f=50 MHz，RL=50 Ω下，在一次實(shí)驗(yàn)中測(cè)得數(shù)據(jù)為：△t=-0.96 ns(延遲)，Uaa′=4.87 V，Ubb′=2.12 V，電壓為有效值。已知元件數(shù)據(jù)為：R1=10 Ω，R2=51 Ω，C1=145 pF(包括探頭電容和可調(diào)電容)，L1=42 nH。由上面介紹的算法可以計(jì)算出ZX=6.1+j3.9 Ω。而由網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)出的結(jié)果是：6.4+j3.5 Ω。

由測(cè)試結(jié)果可以看出，使用問(wèn)接測(cè)量的方法，準(zhǔn)確度比較高，完全能達(dá)到電路設(shè)計(jì)需要的精度要求。這些誤差的產(chǎn)生，主要有以下5個(gè)方面的原因：

儀器的誤差；人的讀數(shù)的誤差；電路的分布參數(shù)的影響；與姿態(tài)有關(guān)電路的電抗部分不容易測(cè)得很準(zhǔn)，例如探頭的擺放等；由計(jì)算產(chǎn)生的誤差。

8 結(jié)語(yǔ)

本文探討了測(cè)量射頻功率管的輸入輸出阻抗的測(cè)量方法，該方法完全能在沒(méi)有網(wǎng)絡(luò)分析儀的情況下測(cè)量射頻功率管的輸入輸出阻抗，而且測(cè)量精度對(duì)電路設(shè)計(jì)來(lái)說(shuō)還是令人滿意的。由該方法的原理可知，該阻抗測(cè)量方法具有以下特點(diǎn)：

（1）由該方法的原理可知，他具有普遍適用性。例如該方法還可以用于測(cè)量不容易測(cè)量的線性器件的阻抗，如天線的阻抗。
（2）該方法的應(yīng)用是基于集總參數(shù)的。如果頻率很高，分布參數(shù)不可忽視的情況下，就會(huì)產(chǎn)生很大誤差。這時(shí)就必須考慮使用分布參數(shù)的模型，上述方法仍然適用。