將TNY279 電源芯片作為開關電源的控制芯片，效果如何？

本文設計了一種基于TNY279 的大功率LED驅動電源電路，分析了其工作原理和設計方法，反饋環(huán)節(jié)采用恒壓恒流雙環(huán)的設計，保證輸出電壓和輸出電流的恒定，同時在開環(huán)故障下能夠自動關閉，保護負載，有效的減少了對LED 光源的損害，提高LED 的使用壽命。同時轉換效率也在83%以上，并滿足國際標準中對諧波含量的要求。經驗證電路能夠輸出預期的效果。

LED光源作為一種新型綠色光源，由于其具有耗電量低、壽命長、反應速度快、高效節(jié)能等優(yōu)點，已被越來越廣泛的應用。在同樣亮度下，LED 光源耗電量僅為普通白熾燈的十分之一，而壽命卻可以延長100 倍。但其壽命很大程度上決定于驅動電源，因此一種可靠的、轉換效率高的、壽命長的LED 驅動電源對于LED 光源至關重要。

下文一種LED 光源驅動電路，介紹了設計原理和方法，采用電壓和電流雙環(huán)反饋，能夠輸出恒定的電壓和電流，并且具有開環(huán)保護負載的功能，能有效提高LED 光源的使用壽命。

1 芯片介紹

本設計采用TNY279 電源芯片作為開關電源的控制芯片，TNY279 電源芯片在一個器件上集成了一個700V 高壓MOSFET 開關和一個電源控制器，與普通的PWM 控制器不同，它使用簡單的開/關控制方式來穩(wěn)定輸出電壓?？刂破靼ㄒ粋€振蕩器、使能電路、限流狀態(tài)調節(jié)器、5.8V 穩(wěn)壓器、欠電壓即過電壓電路、限流選擇電路、過熱保護、電流限流保護、前沿消隱電路。該芯片具有自動重啟、自動調整開關周期導通時間及頻率抖動等功能。

2 電路的工作原理分析

電源的核心部分采用反激式變換器，結構簡單，易于實現(xiàn)。整體設計電路圖如圖1。

2.1 輸入整流濾波電路

考慮到成本、體積等因素，改善諧波采用無源功率因數校正電路，主要是通過改善輸入整流濾波電容的導通角方式來實現(xiàn)。具體方法是在交流進線端和整流橋之間串聯(lián)電感，如圖1 所示C1、C2、L1、L2 組成一個π 型電磁干擾濾波器，并使用填谷電路填平電路，減小總諧波失真。填谷電路由D1、D2、、D3、C3、C4、R3 組成，限制50Hz 交流電流的3 次諧波和5 次諧波。

經整流及濾波的直流輸入電壓被加到T1 的初級繞組上。U1(TNY279)中集成的MOSFET 驅動變壓器初級的另一側。二極管D4、C5、R6 組成鉗位電路，將漏極的漏感關斷電壓尖峰控制在安全值范圍以內。齊納二極管箝位及并聯(lián)RC 的結合使用不但優(yōu)化了EMI，而且更有效率。

2.2 高頻變壓器設計

TNY279 完全可以自供電的，但是使用偏置繞組，可以實現(xiàn)輸出過壓保護，在反饋出現(xiàn)開環(huán)故障時能夠保護負載，有效地減少對LED 光源的產生的損害，在本設計中采用偏置繞組，如圖1，同時可由更低的偏置電壓向芯片供電，抑制了內部高壓電流源供電，在空載時功耗可降低到40MW 以下。Y 電容可降低電磁干擾。

2.3 反饋電路設計

次級采用恒流恒壓雙環(huán)控制。NCS1002 是一款恒流恒壓次級端控制器。如圖2 所示，它的內部集成了一個2.5V 的基準和兩個高精度的運放。

圖2 NCS1002 芯片內部結構

電壓基準和運放1 是電壓控制環(huán)路的核心。運放2 則是一個獨立運放，用于電流控制。在本設計中，電壓控制環(huán)路用于保證輸出電壓的穩(wěn)定，電流反饋控制環(huán)路檢測LED 平均電流，即電路中R17 上的電流，將其轉換成電壓和2.5V基準比較，并將誤差反饋到TNY279 中來調整導通。

具體的工作原理是：NCS1002 調節(jié)輸出的電壓值，當輸出電壓超過設定電壓值時，電流流向光耦LED，從而下拉光耦中晶體管的電流。當電流超過TNY279 的使能引腳的閾值電流時，將抑制下一個周期，當下降的電壓小于反饋閾值時，會使能一個開關周期，通過調節(jié)使能周期的數量，對輸出電壓進行調節(jié)，同樣，當通過檢測到R16上的電流即輸出電流大于設定的值時，電流通過另一個二極管下拉光耦LED 中晶體管的電流，達到抑制TNY279 的下一個周期的目的，當輸出電流小于設定電流時會使能一個開關周期，通過這樣的反饋調節(jié)機制，能使得輸出的電壓和電流都處于穩(wěn)定的狀態(tài)。

當反饋電路出現(xiàn)故障時，即在開環(huán)故障時，偏置電壓超過D9 與旁路/多功能引腳電壓時，電流流向BP/M 引腳。當此電流超過ISD(關斷電流)時TNY279 的內部鎖存關斷電路將被激活，從而保護負載。由于使用了偏置繞組將電流送入BP/M引腳，抑制了內部高電壓電流源，這樣的連接方式將265VAC 輸入時的空載功耗降低到40MW有效的降低功耗。

3 電路的參數

3.1 輸入輸出參數

輸入電壓(AC)： 85～265 V

頻率：50Hz

輸出電壓： 12V

輸出電流：1.67A

輸出功率：20W

3.2 變壓器參數計算

在最低電網電壓為85V 時，最小的直流輸入電壓V MIN ，可通過下式計算：

式中，ACMIN ，PK V 是最小輸入電壓的峰值，W IN 是電容的放電能量，其中：

放電能量IN W 等于需要的峰值輸出功率OPK P 和放電時間/ 2tLT的乘積：

式中， c t 為整流二極管的導通時間，假設為3 ms，L T 為20 ms，η 為轉換效率。計算得IN V 大約為88 V。

在設計變壓器時，考慮到開關電源在整個范圍內其磁通是不連續(xù)的。在最小輸入電壓時的最大占空比為 DMAX = 0.5。

初級感應電動勢R V 是通過初級線圈的次級電壓的感應值，可以由下式計算：

VDS可以忽略，則VR=88V。

初級電流的最大峰值PKMAX I 和最大輸出功率POMAX 成正比：

可計算得IPKMAX =1.16A。

初級電感L1的計算。初級電感可以由回掃變壓器的能量方程確定：

開關頻率大約132 kHz，所以計算得L1 = 891μH。

在不連續(xù)模式下，磁芯最大磁通密度通常受磁芯損耗的限制，為了使磁芯損耗保持在可接受的范圍內，對于本設計采用EF25 的磁芯，選擇BMAX= 0.4 特斯拉來計算初級線圈的匝數N1。

式中， MIN A 是磁芯的最小橫截面積。對于EF25，AMIN = 52.5 mm2，N1 = 85。

同樣根據設計要求計算得：

次級N2 = 8，采用兩個并聯(lián)繞組;偏置繞組N3 = 9，采用兩個并聯(lián)繞組。

3.3 變壓器的繞制

初級繞組以引腳2 作為起始引腳，繞85 圈(x1 線)，在2 層中從左向右。 在第1 層結束時，繼續(xù)從右向左繞下一層。在最后一層上，使繞組均勻分布在整個骨架上。 以引腳1 作為結束引腳，添加1 層膠帶以進行絕緣。

偏置繞組以引腳4 作為起始引腳，繞9 圈(x 2線)。沿與初級繞組相同的旋轉方向進行繞制。使繞組均勻分布在整個骨架上。 以引腳3 作為結束引腳，添加3 層膠帶以進行絕緣。

次級繞組以引腳7 作為起始引腳，繞8 圈(x 2線)。 使繞組均勻分布在整個骨架上。沿與初級繞組相同的旋轉方向進行繞制。以引腳6 作為結束引腳，添加2 層膠帶以進行絕緣。