[導讀]第一部分第一部分互阻抗放大器是一款通用運算放大器，其輸出電壓取決于輸入電流和反饋電阻器： 我經(jīng)常見到圖1所示的這款用來放大光電二極管輸出電流的電路。幾乎所有互阻抗放大器電路都需要一個與反饋電阻器并聯(lián)的反饋電容器(CF)，用以補償放大器反相節(jié)點的寄生電容，進而保持穩(wěn)定性?！ ?..
第一部分
第一部分
互阻抗放大器是一款通用運算放大器，其輸出電壓取決于輸入電流和反饋電阻器：
我經(jīng)常見到圖 1 所示的這款用來放大光電二極管輸出電流的電路。幾乎所有互阻抗放大器電路都需要一個與反饋電阻器并聯(lián)的反饋電容器 (CF)，用以補償放大器反相節(jié)點的寄生電容，進而保持穩(wěn)定性。
圖1：反饋電容器CF可補償光電二極管接點電容及運算放大器輸入電容
有大量文章都介紹了在使用某種運算放大器時應如何選擇反饋電容器，但我認為這根本就是錯誤的方法。不管我們半導體制造商相信什么，工程師都不會先選擇運算放大器，然后再通過它構建電路!大部分工程師都是先羅列一系列性能要求，再尋找能滿足這些要求的部件。
鑒于這種考慮，最好先確定電路中允許的最大反饋電容器，然后選擇一個具有足夠增益帶寬積 (GBW) 的運算放大器，以便能與該反饋電容器穩(wěn)定工作。
下面是為互阻抗放大器確定所需運算放大器帶寬的簡易方法的步驟。
步驟1：確定允許的最大反饋電容。
反饋電容器連同反饋電阻器構成放大器頻率響應中的一個極點：
我們可通過讓反饋電容器等于或小于公式 3 計算得到的值，來確保電路滿足帶寬要求。
步驟2：確定放大器反相輸入端電容。
在圖 2 中，重畫了圖 1 的電路，以顯示光電二極管的接點電容 (CJ) 以及放大器的差分 (CD) 及共模(CCM1、CCM2)輸入電容。這些值通常在運算放大器和光電二極管的產(chǎn)品說明書中提供。
圖2：顯示反相節(jié)點電容的互阻抗放大器電路從本圖中可以很明顯看到 CJ、CD和 CCM2是并聯(lián)的，因此反相輸入端電容是
由于非反相端接地，因此 CCM1不會增加輸入電容。這時候 CD和 CCM2可能還不知道，因為我們還沒有選擇特定的運算放大器。我經(jīng)常將 10pF 作為其相加過后的合理估計值。隨后可用確切值來替代，以確定特定運算放大器是否合適。
既然我們已經(jīng)確定了 CF和 CIN的值，那現(xiàn)在就能計算出所需的運算放大器帶寬。我們將會在下個部分介紹該計算，并在設計實例中應用以上過程。
第二部分
在第一部分中，我介紹了互阻抗放大器所需運算放大器帶寬的三步計算過程中的前兩步。在本文中，我不僅將介紹最后一個步驟，而且還將介紹使用本計算過程的設計實例。
步驟3：計算所需運算放大器增益帶寬積進行基本穩(wěn)定性分析，我們將獲得本步驟背后的邏輯，如果您只想進行計算，可以直接跳到公式 5。圖 1 是用于分析的TINA-TI? 電路。反饋環(huán)路使用大電感器 (L1) 中斷，而電壓源則可通過大電容器 (C1) AC 耦合至該環(huán)路。該環(huán)路在運算放大器輸出端中斷，以便輸入電容的效果包含在分析中。我們可執(zhí)行 AC 傳輸特性，并使用后處理器生成開環(huán)增益 (AOL) 和噪聲增益 (1/β) 曲線(圖 2)。
圖1：中斷互阻抗放大器的反饋并生成AOL和1/β曲線
圖2：典型互阻抗放大器電路的AOL和1/β曲線圖 1/β 曲線上有 3 個關注點。首先，在以下頻率位置有一個零點：
在該頻率以上，1/β 曲線以每十倍頻程 20dB 的速率增加。接下來，在公式 2 頻率位置有一個極點：
這會導致 1/β 曲線“變平”。最后，1/β 曲線將在以下頻率位置與 AOL 曲線相交：
在公式 5 中，fGBW是運算放大器的單位增益帶寬。為保持穩(wěn)定性，AOL曲線必須在1/β曲線變平時與1/β曲線相交(假設是一個單位增益穩(wěn)定的運算放大器)。如果 AOL曲線在1/β曲線上升時與 1/β 曲線相交(如圖4中虛線所示)，電路可能會震蕩。這可為我們帶來以下規(guī)則：
公式 5 消除了為互阻抗放大器設計選擇運算放大器時的一道難題。選擇具有足夠帶寬的運算放大器，不但可確保獲得足夠的信號帶寬，而且還有助于避免潛在的穩(wěn)定性問題!
設計實例
現(xiàn)在，我把這個過程運用在設計實例中，并對比采用兩個運算放大器時的電路性能。一個運算放大器符合我們所計算的增益帶寬要求，另一個不符合。該設計實例的要求如表 1 所示。
首先，我們計算可使電路穩(wěn)定并達到帶寬目標的最大反饋電容：
下一步，我們將確定放大器反相輸入端電容。由于我們還沒有為電路選擇運算放大器，因此我們不知道 CD和 CCM2的值。記住，我在第 1 部分中建議將 10pF 作為該電容的合理電容估計值。
最后，我們可計算運算放大器的增益帶寬要求：
從前面的計算中我們知道，這兩個運算放大器中的一個 (OPA313) 不具備電路所需的足夠帶寬。但實際上，這怎么會影響電路工作呢?
第三部分
在這個包含三篇文章的博客系列中，我介紹了如何為您的互阻抗放大器電路選擇具有足夠帶寬的運算放大器。閱讀第 1 部分了解相關內(nèi)容。在第 2 部分中，我不僅創(chuàng)建了一個設計實例(使用該過程選擇可滿足這些電路需求的運算放大器)，而且還確定了所需的運算放大器帶寬是 5.26MHz。
現(xiàn)在，我們將對比兩個運算放大器：一個符合要求，另一個不符合。
相位裕度對比
相位裕度是一個穩(wěn)定性指標，可在環(huán)路增益等于 0dB 的位置將放大器環(huán)路增益 (AOL* β) 相位與180度相比。0度相位裕度表明負反饋已經(jīng)變成正反饋，說明系統(tǒng)不穩(wěn)定。相位裕度可使用第 2 部分(圖 1)的電路進行測量，其可中斷反饋環(huán)路。在 AOL* β電壓幅值等于 0dB 的頻率位置可測量 AOL* β電壓的相位(Vout 探針)。
圖1：用于評估相位裕度的TINA-TI?仿真原理圖
圖 2 是在Tina-TI中使用OPA316得到的 ac 傳輸特征仿真結果。從游標位置我們可以看到在 232.455 kHz 下 AOL* β = 0dB 時，相位裕度為 66.66 度。
圖2：用于確定相位裕度的環(huán)路增益波特圖
重復OPA313的這一分析可得到 31.65 度的相位裕度。從技術上講，該部分在這一相位裕度下是穩(wěn)定的，但它不會被視為穩(wěn)定的設計。如果生產(chǎn)了大量這樣的電路，有一些可能會因運算放大器技術參數(shù)的容差問題而不穩(wěn)定。
階躍響應對比
降低的相位裕度還會產(chǎn)生其它影響。例如，它可導致電路階躍響應中的過沖和振鈴問題。為說明這種影響，我使用瞬態(tài)仿真在電路輸入端應用了 1uA 電流階躍 (IG1)，并測量了趨穩(wěn)到 0.1% 理想值所需的時間。
圖3：將1uA電流階躍應用到輸入端，以仿真階躍響應
OPA316的階躍響應不僅表現(xiàn)出最低的過沖，而且還在 13μs 內(nèi)趨穩(wěn)至 0.1%。相反，OPA313則在響應過程中表現(xiàn)出顯著的過沖和振鈴，需要 75μs 才能趨穩(wěn)到 0.1%。
圖4：用于1uA輸入電流階躍(綠)的OPA316(藍)和OPA313(紅)的階躍響應
幅值響應對比
最后，降低的相位裕度會引起電路傳輸函數(shù)峰值。圖 5 是兩個運算放大器的幅值響應。OPA313的傳輸函數(shù)出現(xiàn)了 5dB 的增益峰值，這可能是無法接受的。更糟的是，使用OPA313時的 -3dB 位置是 78.47kHz。
圖5：使用OPA313(紅)和OPA316(藍)構建的互阻抗放大器的頻率響應對比
另一方面，OPA316的傳輸函數(shù)不僅沒有出現(xiàn)峰值，而且 -3dB 位置為 134.41kHz。
結論：對比計分板顯示：OPA316更符合我們的設計要求：
但這并不奇怪!我們的這 3 個步驟得到了 5.26MHz的最小增益帶寬要求。如果低于該值，電路穩(wěn)定性、趨穩(wěn)時間與帶寬都會受到影響。
END
版權歸原作者所有，如有侵權，請聯(lián)系刪除。
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第一部分
互阻抗放大器是一款通用運算放大器，其輸出電壓取決于輸入電流和反饋電阻器：
我經(jīng)常見到圖 1 所示的這款用來放大光電二極管輸出電流的電路。幾乎所有互阻抗放大器電路都需要一個與反饋電阻器并聯(lián)的反饋電容器 (CF)，用以補償放大器反相節(jié)點的寄生電容，進而保持穩(wěn)定性。
圖1：反饋電容器CF可補償光電二極管接點電容及運算放大器輸入電容
有大量文章都介紹了在使用某種運算放大器時應如何選擇反饋電容器，但我認為這根本就是錯誤的方法。不管我們半導體制造商相信什么，工程師都不會先選擇運算放大器，然后再通過它構建電路!大部分工程師都是先羅列一系列性能要求，再尋找能滿足這些要求的部件。
鑒于這種考慮，最好先確定電路中允許的最大反饋電容器，然后選擇一個具有足夠增益帶寬積 (GBW) 的運算放大器，以便能與該反饋電容器穩(wěn)定工作。
下面是為互阻抗放大器確定所需運算放大器帶寬的簡易方法的步驟。
步驟1：確定允許的最大反饋電容。
反饋電容器連同反饋電阻器構成放大器頻率響應中的一個極點：
我們可通過讓反饋電容器等于或小于公式 3 計算得到的值，來確保電路滿足帶寬要求。
步驟2：確定放大器反相輸入端電容。
在圖 2 中，重畫了圖 1 的電路，以顯示光電二極管的接點電容 (CJ) 以及放大器的差分 (CD) 及共模(CCM1、CCM2)輸入電容。這些值通常在運算放大器和光電二極管的產(chǎn)品說明書中提供。
圖2：顯示反相節(jié)點電容的互阻抗放大器電路從本圖中可以很明顯看到 CJ、CD和 CCM2是并聯(lián)的，因此反相輸入端電容是
由于非反相端接地，因此 CCM1不會增加輸入電容。這時候 CD和 CCM2可能還不知道，因為我們還沒有選擇特定的運算放大器。我經(jīng)常將 10pF 作為其相加過后的合理估計值。隨后可用確切值來替代，以確定特定運算放大器是否合適。
既然我們已經(jīng)確定了 CF和 CIN的值，那現(xiàn)在就能計算出所需的運算放大器帶寬。我們將會在下個部分介紹該計算，并在設計實例中應用以上過程。
第二部分
在第一部分中，我介紹了互阻抗放大器所需運算放大器帶寬的三步計算過程中的前兩步。在本文中，我不僅將介紹最后一個步驟，而且還將介紹使用本計算過程的設計實例。
步驟3：計算所需運算放大器增益帶寬積進行基本穩(wěn)定性分析，我們將獲得本步驟背后的邏輯，如果您只想進行計算，可以直接跳到公式 5。圖 1 是用于分析的TINA-TI? 電路。反饋環(huán)路使用大電感器 (L1) 中斷，而電壓源則可通過大電容器 (C1) AC 耦合至該環(huán)路。該環(huán)路在運算放大器輸出端中斷，以便輸入電容的效果包含在分析中。我們可執(zhí)行 AC 傳輸特性，并使用后處理器生成開環(huán)增益 (AOL) 和噪聲增益 (1/β) 曲線(圖 2)。
圖1：中斷互阻抗放大器的反饋并生成AOL和1/β曲線
圖2：典型互阻抗放大器電路的AOL和1/β曲線圖 1/β 曲線上有 3 個關注點。首先，在以下頻率位置有一個零點：
在該頻率以上，1/β 曲線以每十倍頻程 20dB 的速率增加。接下來，在公式 2 頻率位置有一個極點：
這會導致 1/β 曲線“變平”。最后，1/β 曲線將在以下頻率位置與 AOL 曲線相交：
在公式 5 中，fGBW是運算放大器的單位增益帶寬。為保持穩(wěn)定性，AOL曲線必須在1/β曲線變平時與1/β曲線相交(假設是一個單位增益穩(wěn)定的運算放大器)。如果 AOL曲線在1/β曲線上升時與 1/β 曲線相交(如圖4中虛線所示)，電路可能會震蕩。這可為我們帶來以下規(guī)則：
公式 5 消除了為互阻抗放大器設計選擇運算放大器時的一道難題。選擇具有足夠帶寬的運算放大器，不但可確保獲得足夠的信號帶寬，而且還有助于避免潛在的穩(wěn)定性問題!
設計實例
現(xiàn)在，我把這個過程運用在設計實例中，并對比采用兩個運算放大器時的電路性能。一個運算放大器符合我們所計算的增益帶寬要求，另一個不符合。該設計實例的要求如表 1 所示。
首先，我們計算可使電路穩(wěn)定并達到帶寬目標的最大反饋電容：
下一步，我們將確定放大器反相輸入端電容。由于我們還沒有為電路選擇運算放大器，因此我們不知道 CD和 CCM2的值。記住，我在第 1 部分中建議將 10pF 作為該電容的合理電容估計值。
最后，我們可計算運算放大器的增益帶寬要求：
從前面的計算中我們知道，這兩個運算放大器中的一個 (OPA313) 不具備電路所需的足夠帶寬。但實際上，這怎么會影響電路工作呢?
第三部分
在這個包含三篇文章的博客系列中，我介紹了如何為您的互阻抗放大器電路選擇具有足夠帶寬的運算放大器。閱讀第 1 部分了解相關內(nèi)容。在第 2 部分中，我不僅創(chuàng)建了一個設計實例(使用該過程選擇可滿足這些電路需求的運算放大器)，而且還確定了所需的運算放大器帶寬是 5.26MHz。
現(xiàn)在，我們將對比兩個運算放大器：一個符合要求，另一個不符合。
相位裕度對比
相位裕度是一個穩(wěn)定性指標，可在環(huán)路增益等于 0dB 的位置將放大器環(huán)路增益 (AOL* β) 相位與180度相比。0度相位裕度表明負反饋已經(jīng)變成正反饋，說明系統(tǒng)不穩(wěn)定。相位裕度可使用第 2 部分(圖 1)的電路進行測量，其可中斷反饋環(huán)路。在 AOL* β電壓幅值等于 0dB 的頻率位置可測量 AOL* β電壓的相位(Vout 探針)。
圖1：用于評估相位裕度的TINA-TI?仿真原理圖
圖 2 是在Tina-TI中使用OPA316得到的 ac 傳輸特征仿真結果。從游標位置我們可以看到在 232.455 kHz 下 AOL* β = 0dB 時，相位裕度為 66.66 度。
圖2：用于確定相位裕度的環(huán)路增益波特圖
重復OPA313的這一分析可得到 31.65 度的相位裕度。從技術上講，該部分在這一相位裕度下是穩(wěn)定的，但它不會被視為穩(wěn)定的設計。如果生產(chǎn)了大量這樣的電路，有一些可能會因運算放大器技術參數(shù)的容差問題而不穩(wěn)定。
階躍響應對比
降低的相位裕度還會產(chǎn)生其它影響。例如，它可導致電路階躍響應中的過沖和振鈴問題。為說明這種影響，我使用瞬態(tài)仿真在電路輸入端應用了 1uA 電流階躍 (IG1)，并測量了趨穩(wěn)到 0.1% 理想值所需的時間。
圖3：將1uA電流階躍應用到輸入端，以仿真階躍響應
OPA316的階躍響應不僅表現(xiàn)出最低的過沖，而且還在 13μs 內(nèi)趨穩(wěn)至 0.1%。相反，OPA313則在響應過程中表現(xiàn)出顯著的過沖和振鈴，需要 75μs 才能趨穩(wěn)到 0.1%。
圖4：用于1uA輸入電流階躍(綠)的OPA316(藍)和OPA313(紅)的階躍響應
幅值響應對比
最后，降低的相位裕度會引起電路傳輸函數(shù)峰值。圖 5 是兩個運算放大器的幅值響應。OPA313的傳輸函數(shù)出現(xiàn)了 5dB 的增益峰值，這可能是無法接受的。更糟的是，使用OPA313時的 -3dB 位置是 78.47kHz。
圖5：使用OPA313(紅)和OPA316(藍)構建的互阻抗放大器的頻率響應對比
另一方面，OPA316的傳輸函數(shù)不僅沒有出現(xiàn)峰值，而且 -3dB 位置為 134.41kHz。
結論：對比計分板顯示：OPA316更符合我們的設計要求：
但這并不奇怪!我們的這 3 個步驟得到了 5.26MHz的最小增益帶寬要求。如果低于該值，電路穩(wěn)定性、趨穩(wěn)時間與帶寬都會受到影響。
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