首先按看一下對信號發(fā)射端的影響。當一個快速上升的階躍信號到達電容時，電容快速充電，充電電流和信號電壓上升快慢有關，充電電流公式為：I=C*dV/dt。電容量越大，充電電流越大，信號上升時間越快，dt越小，同樣使充電電流越大。
我們知道，信號的反射與信號感受到的阻抗變化有關，因此為了分析，我們看一下，電容引起的阻抗變化。在電容開始充電的初期，阻抗表示為：
這里dV實際上是階躍信號電壓變化，dt為信號上升時間，電容阻抗公式變?yōu)椋?
從這個公式中，我們可以得到一個很重要的信息，當階躍信號施加到電容兩端的初期，電容的阻抗與信號上升時間和本身的電容量有關。
通常在電容充電初期，阻抗很小，小于走線的特性阻抗。信號在電容處發(fā)生負反射，這個負電壓信號和原信號疊加，使得發(fā)射端的信號產生下沖，引起發(fā)射端信號的非單調性。
對于接收端，信號到達接收端后，發(fā)生正反射，反射回來的信號到達電容位置，那個樣發(fā)生負反射，反射回接收端的負反射電壓同樣使接收端信號產生下沖。
為了使反射噪聲小于電壓擺幅的5%(這種情況對信號影響可以容忍)，阻抗變化必須小于10%。那么電容阻抗應該控制在多少?電容的阻抗表現(xiàn)為一個并聯(lián)阻抗，我們可以用并聯(lián)阻抗公式和反射系數公式來確定它的范圍。對于這種并聯(lián)阻抗，我們希望電容阻抗越大越好。假設電容阻抗是PCB走線特性阻抗的k倍，根據并聯(lián)阻抗公式得到電容處信號感受到的阻抗為：
阻抗變化率為：
，即
，也就是說，根據這種理想的計算，電容的阻抗至少要是PCB特性阻抗的9倍以上。實際上，隨著電容的充電，電容的阻抗不斷增加，并不是一直保持最低阻抗，另外，每一個器件還會有寄生電感，使阻抗增加。因此這個9倍限制可以放寬。在下邊的討論中假設這個限制是5倍。
有了阻抗的指標，我們就可以確定能容忍多大的電容量。電路板上50歐姆特性阻抗很常見，我就用50歐姆來計算。
得出：
即在這種情況下，如果信號上升時間為1ns，那么電容量要小于4皮法。反之，如果電容量為4皮法，則信號上升時間最快為1ns，如果信號上升時間為0.5ns，這個4皮法的電容就會產生問題。
這里的計算只不過是為了說明電容的影響，實際電路中情況十分復雜，需要考慮的因素更多，因此這里計算是否精確沒有實際意義。關鍵是要通過這種計算理解電容是如何影響信號的。我們對電路板上每一個因素的影響都有一個感性認識后，就能為設計提供必要的指導，出現(xiàn)問題就知道如何去分析。精確的評估需要用軟件來仿真。
總結：
1、PCB走線中途容性負載使發(fā)射端信號產生下沖，接收端信號也會產生下沖。
2、能容忍的電容量和信號上升時間有關，信號上升時間越快，能容忍的電容量越小。
信號完整性(二)：接收端容性負載的反射
信號的接收端可能是集成芯片的一個引腳，也可能是其他元器件。不論接收端是什么，實際的器件的輸入端必然存在寄生電容，接受信號的芯片引腳和相鄰引腳之間有一定的寄生電容，和引腳相連的芯片內部的布線也會存在寄生電容，另外引腳和信號返回路徑之間也會存在寄生電容。
好復雜，這么多寄生電容!其實很簡單，想想電容是什么?兩個金屬板，中間是某種絕緣介質。這個定義中并沒有說兩個金屬板是什么形狀的，芯片兩個相鄰引腳也可以看做是電容的兩個金屬板，中間介質是空氣，不就是一個電容么。芯片引腳和PCB板內層的電源或地平面也是一對金屬板，中間介質是PCB板的板材，常見的是FR4材料，也是一個電容。呵呵，搞來搞去，還是回到了最基礎的部分。高手不要笑，太簡單了。不過確實很多人看到寄生電容就感到有點暈，理解不透，所以在這里啰嗦一下。
回到正題，下面研究一下信號終端的電容有什么影響。將模型簡化，用一個分立電容元件代替所有寄生電容，如圖1所示。
我們考察B點電容的阻抗情況。電容的電流為：
隨著電容的充電，電壓變化率逐漸減小(電路原理中的瞬態(tài)過程)，電容的充電電流也不斷減小。即電容的充電電流是隨時間變化的。
電容的阻抗為：
因此電容所表現(xiàn)出來的阻抗隨時間變化，不是恒定的。正是這種阻抗的變化特性決定了電容對信號影響的特殊性。如果信號上升時間小于電容的充電時間，最初電容兩端的電壓迅速上升，這時阻抗很小。隨著電容充電，電壓變化率下降，充電電流減小，表現(xiàn)為阻抗明顯增大。充電時間無窮大時，電容相當于開路，阻抗無窮大。
阻抗的變化必然影響信號的反射。在充電的開始一段時間，阻抗很小，小于傳輸線的特性阻抗，將發(fā)生負反射，反射回源端A點的信號將產生下沖。隨著電容阻抗的增加，反射逐漸過渡到正反射，A點的信號經過一個下沖會逐漸升高，最終達到開路電壓。
因此電容負載使源端信號產生局部電壓凹陷。精確波形和傳輸線的特性阻抗、電容量、信號上升時間有關。
對于接收端，很明顯，就是一個RC充電電路，不是很嚴謹，但是和實際情況非常相似。電容兩端電壓，即B點電壓隨RC充電電路的時間常數呈指數增加(基本電路原理)。因此電容對接收端信號上升時間產生影響。
RC充電電路的時間常數為
這是B點電壓上升到電壓終值的即37%所需的時間。B點電壓10%~90%上升時間為
如果傳輸線特性阻抗為50歐姆，電容量10pF，則10~90充電時間為1.1ns。如果信號上升時間小于1.1ns，那么B點電壓上升時間主要由電容充電時間決定。如果信號上升時間大于1.1ns，末端電容器作用是使上升時間進一步延長，增加約1.1ns(實際應比這個值小)。圖2顯示了終端電容負載對驅動端和接受端產生影響的示意圖，放在這里，讓大家能有個感性的認識。
至于信號上升時間增加的精確值是多少，對于電路設計來說沒必要，只要定性的分析，有個大致的估算就可以了。因為計算再精確也沒實際意義，電路板的參數也不精確!對于設計者來說，定性分析并了解影響，大致估算出影響在那個量級，能給電路設計提供指導就可以了，其他的事軟件來做吧。舉個例子，如果信號上升時間1ns，電容使信號上升時間增加遠小于1ns，比如0.2 ns，那么這么一點點增加可能不會有什么影響。如果電容造成的上升時間增加很多，那可能就會對電路時序產生影響。那么多少算很多?看看電路的時序余量吧， 這涉及到電路的時序分析和時序設計。
總之接收端電容負載的影響有兩點：
1、使源端(驅動端)信號產生局部電壓凹陷。
2、接收端信號上升時間延長。
在電路設計中這兩點都要考慮。
信號完整性(三)：PCB走線寬度變化產生的反射
在進行PCB布線時，經常會發(fā)生這樣的情況：走線通過某一區(qū)域時，由于該區(qū)域布線空間有限，不得不使用更細的線條，通過這一區(qū)域后，線條再恢復原來 的寬度。走線寬度變化會引起阻抗變化，因此發(fā)生反射，對信號產生影響。那么什么情況下可以忽略這一影響，又在什么情況下我們必須考慮它的影響?
有三個因素和這一影響有關：阻抗變化的大小、信號上升時間、窄線條上信號的時延。
首先討論阻抗變化的大小。很多電路的設計要求反射噪聲小于電壓擺幅的5%(這和信號上的噪聲預算有關)，根據反射系數公式：
以計算出阻抗大致的變化率要求為：
你可能知道，電路板上阻抗的典型指標為+/-10%，根本原因就在這。
如果阻抗變化只發(fā)生一次，例如線寬從8mil變到6mil后，一直保持6mil寬度這種情況，要達到突變處信號反射噪聲不超過電壓擺幅的5%這一噪聲預算要求，阻抗變化必須小于10%。這有時很難做到，以 FR4板材上微帶線的情況為例，我們計算一下。如果線寬8mil，線條和參考平面之間的厚度為4mil，特性阻抗為46.5歐姆。線寬變化到6mil后特性阻抗變成54.2歐姆，阻抗變化率達到了20%。反射信號的幅度必然超標。至于對信號造成多大影響，還和信號上升時間和驅動端到反射點處信號的時延有關。但至少這是一個潛在的問題點。幸運的是這時可以通過阻抗匹配端接解決問題。
如果阻抗變化發(fā)生兩次，例如線寬從8mil變到6mil后，拉出2cm后又變回8mil。那么在2cm長6mil寬線條的兩個端點處都會發(fā)生反射，一次是阻抗變大，發(fā)生正反射，接著阻抗變小，發(fā)生負反射。如果兩次反射間隔時間足夠短，兩次反射就有可能相互抵消，從而減小影響。假設傳輸信號為1V，第一次正反射有0.2V被反射，1.2V繼續(xù)向前傳輸，第二次反射有 -0.2*1.2 = 0.24v被反射回。再假設6mil線長度極短，兩次反射幾乎同時發(fā)生，那么總的反射電壓只有0.04V，小于5%這一噪聲預算要求。因此，這種反射是否影響信號，有多大影響，和阻抗變化處的時延以及信號上升時間有關。研究及實驗表明，只要阻抗變化處的時延小于信號上升時間的20%，反射信號就不會造成問題。如果信號上升時間為1ns，那么阻抗變化處的時延小于0.2ns對應1.2英寸，反射就不會產生問題。也就是說，對于本例情況，6mil寬走線的長度只要小于3cm就不會有問題。
當PCB走線線寬發(fā)生變化時，要根據實際情況仔細分析，是否造成影響。需要關注的參數由三個：阻抗變化有多大、信號上升時間是多少、線寬變化的頸狀部分有多長。根據上面的方法大致估算一下，適當留出一定的余量。如果可能的話，盡量讓減小頸狀部分長度。
需要指出的是，實際的PCB加工中，參數不可能像理論中那樣精確，理論能對我們的設計提供指導，但不能照搬照抄，不能教條，畢竟這是一門實踐的科學。估算出的值要根據實際情況做適當的修訂，再應用到設計中。如果感覺經驗不足，那就先保守點，然后在根據制造成本適當調整。
信號完整性(四)：信號振鈴是怎么產生的
信號的反射可能會引起振鈴現(xiàn)象，一個典型的信號振鈴如圖1所示。
圖1
那么信號振鈴是怎么產生的呢?
前面講過，如果信號傳輸過程中感受到阻抗的變化，就會發(fā)生信號的反射。這個信號可能是驅動端發(fā)出的信號，也可能是遠端反射回來的反射信號。根據反射系數的公式，當信號感受到阻抗變小，就會發(fā)生負反射，反射的負電壓會使信號產生下沖。信號在驅動端和遠端負載之間多次反射，其結果就是信號振鈴。大多數芯片的輸出阻抗都很低，如果輸出阻抗小于PCB走線的特性阻抗，那么在沒有源端端接的情況下，必然產生信號振鈴。
信號振鈴的過程可以用反彈圖來直觀的解釋。假設驅動端的輸出阻抗是10歐姆，PCB走線的特性阻抗為50歐姆(可以通過改變PCB走線寬度，PCB走線和內層參考平面間介質厚度來調整)，為了分析方便，假設遠端開路，即遠端阻抗無窮大。驅動端傳輸3.3V電壓信號。我們跟著信號在這條傳輸線中跑一次，看看到底發(fā)生了什么?為分析方便，忽略傳輸線寄生電容和寄生電感的影響，只考慮阻性負載。圖2為反射示意圖。
第1次反射：信號從芯片內部發(fā)出，經過10歐姆輸出阻抗和50歐姆PCB特性阻抗的分壓，實際加到PCB走線上的信號為A點電壓3.3*50/(10+50)=2.75V。傳輸到遠端B點，由于B點開路，阻抗無窮大，反射系數為1，即信號全部反射，反射信號也是2.75V。此時B點測量電壓是2.75+2.75=5.5V。
第2次反射：2.75V反射電壓回到A點，阻抗由50歐姆變?yōu)?0歐姆，發(fā)生負反射，A點反射電壓為-1.83V，該電壓到達B點，再次發(fā)生反射，反射電壓-1.83V。此時B點測量電壓為5.5-1.83-1.83=1.84V。
第3次反射：從B點反射回的-1.83V電壓到達A點，再次發(fā)生負反射，反射電壓為1.22V。該電壓到達B點再次發(fā)生正反射，反射電壓1.22V。此時B點測量電壓為1.84+1.22+1.22=4.28V。
第4次反射：。。。 。。。 。。。第5次反射：。。。 。。。 。。。
如此循環(huán)，反射電壓在A點和B點之間來回反彈，而引起B(yǎng)點電壓不穩(wěn)定。觀察B點電壓：5.5V->1.84V->4.28V->……，可見B點電壓會有上下波動，這就是信號振鈴。
信號振鈴根本原因是負反射引起的，其罪魁禍首仍然是阻抗變化，又是阻抗!在研究信號完整性問題時，一定時時注意阻抗問題。
負載端信號振鈴會嚴重干擾信號的接受，產生邏輯錯誤，必須減小或消除，因此對于長的傳輸線必須進行阻抗匹配端接。
信號完整性(五)：信號反射
信號沿傳輸線向前傳播時，每時每刻都會感受到一個瞬態(tài)阻抗，這個阻抗可能是傳輸線本身的，也可能是中途或末端其他元件的。對于信號來說，它不會區(qū)分到底是什么，信號所感受到的只有阻抗。如果信號感受到的阻抗是恒定的，那么他就會正常向前傳播，只要感受到的阻抗發(fā)生變化，不論是什么引起的(可能是中途遇到的電阻，電容，電感，過孔，PCB轉角，接插件)，信號都會發(fā)生反射。
那么有多少被反射回傳輸線的起點?衡量信號反射量的重要指標是反射系數，表示反射電壓和原傳輸信號電壓的比值。反射系數定義為：
其中：Z1為變化前的阻抗，Z2為變化后的阻抗。假設PCB線條的特性阻抗為50歐姆，傳輸過程中遇到一個100歐姆的貼片電阻，暫時不考慮寄生電容電感的影響，把電阻看成理想的純電阻，那么反射系數為：
，信號有1/3被反射回源端。如果傳輸信號的電壓是3.3V電壓，反射電壓就是1.1V。
純電阻性負載的反射是研究反射現(xiàn)象的基礎，阻性負載的變化無非是以下四種情況：阻抗增加有限值、減小有限值、開路(阻抗變?yōu)闊o窮大)、短路(阻抗突然變?yōu)?)。
阻抗增加有限值：
反射電壓上面的例子已經計算過了。這時，信號反射點處就會有兩個電壓成分，一部分是從源端傳來的3.3V電壓，另一部分是在反射電壓1.1V，那么反射點處的電壓為二者之和，即4.4V。
阻抗減小有限值：
仍按上面的例子，PCB線條的特性阻抗為50歐姆，如果遇到的電阻是30歐姆，則反射系數為
，反射系數為負值，說明反射電壓為
。此時反射點電壓為3.3V+(-0.825V)=2.475V。
開路：
開路相當于阻抗無窮大，反射系數按公式計算為1。即反射電壓3.3V。反射點處電壓為6.6V?？梢姡谶@種極端情況下，反射點處電壓翻倍了。
短路：
短路時阻抗為0，電壓一定為0。按公式計算反射系數為-1，說明反射電壓為-3.3V，因此反射點電壓為0。
計算非常簡單，重要的是必須知道，由于反射現(xiàn)象的存在，信號傳播路徑中阻抗發(fā)生變化的點，其電壓不再是原來傳輸的電壓。這種反射電壓會改變信號的波形，從而可能會引起信號完整性問題。這種感性的認識對研究信號完整性及設計電路板非常重要，必須在頭腦中建立起這個概念。
信號完整性(六)：多長的走線才是傳輸線
多長的走線才是傳輸線?
這和信號的傳播速度有關，在FR4板材上銅線條中信號速度為6in/ns。簡單的說，只要信號在走線上的往返時間大于信號的上升時間，PCB上的走線就應當做傳輸線來處理。
我們看信號在一段長走線上傳播時會發(fā)生什么情況。假設有一段60英寸長的PCB走線，如圖1所示，返回路徑是PCB板內層靠近信號線的地平面，信號線和地平面間在遠端開路。
圖1
信號在這條走線上向前傳播，傳輸到走線盡頭需要10ns，返回到源端又需要10ns，則總的往返時間是20ns。如果把上面的信號往返路徑看成普通的電流回 路的話，返回路徑上應該沒有電流，因為在遠端是開路的。但實際情況卻不是這樣，返回路徑在信號上后最初的一段時間有電流。
在這段走線上加一個上升時間為1ns的信號，在最初的1ns時間，信號還線條上只走了6英寸，不知道遠端是開路還是短路，那么信號感覺到的阻抗有多大，怎么確定?如果把信號往返路徑看成普通的電流回路的話就會產生矛盾，所以，必須按傳輸線處理。
實際上，在信號線條和返回地平面間存在寄生電容，如圖2所示。當信號向前傳播過程中，A點處電壓不斷不變化，對于寄生電容來說，變化的電壓意味著產生電流，方向如圖中虛線所示。因此信號感受到的阻抗就是電容呈現(xiàn)出來的阻抗，寄生電容構成了電流回流的路徑。信號在向前傳播所經過的每一點都會感受到一個阻抗，這個阻抗是變化的電壓施加到寄生電容上產生的，通常叫做傳輸線的瞬態(tài)阻抗。
圖2
當信號到達遠端，遠端的電壓升至信號的最終電壓后，電壓不再變化。雖然寄生電容還是存在，但是沒有電壓的變化，電容相當于開路，這對應的就是直流情況。
因此，這個信號路徑短期的表現(xiàn)和長期的表現(xiàn)不一樣，在起始一小段時間內，表現(xiàn)就是傳輸線。即使傳輸線遠端開路，在信號跳變期間，傳輸線前段的性能也會像一個阻值有限的電阻。
信號完整性(七)：特性阻抗
當信號在傳輸線上傳播時，信號感受到的瞬態(tài)阻抗與單位長度電容和材料的介電常數有關，可表示為：
。 如果PCB上線條的厚度和寬度不變，并且走線和返回平面間距離不變，那么信號感受到的瞬態(tài)阻抗就不變，傳輸線是均勻的。對于均勻傳輸線，恒定的瞬態(tài)阻抗說明了傳輸線的特性，稱為特性阻抗。
如果PCB上線條的厚度增大或者寬度增加，單位長度電容增加，特性阻抗就變小。同樣，走線和返回平面間距離減小，電容增大，特性阻抗也減小。
一個很重要的特性阻抗就是自由空間的特性阻抗，也叫自由空間的波阻抗，在EMC中非常重要。自由空間特性阻抗為
對于常見的FR4板材的PCB板上， 特性阻抗的典型結構如圖所示。對于微帶線，線寬W是介質厚度h的2倍。對于帶狀線，線條兩側介質總厚度b是線寬W的兩倍。
FR4板材的PCB板上， 特性阻抗傳輸線另一個特性是：
單位長度電容=3.3pF/in
單位長度電容=8.3nH/in
了解這些特殊的特性阻抗，對于設計電路板有一定的參考意義，能讓我們在制作電路前有個直覺的認識。
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