ADI教你如何面對(duì)傳感器信號(hào)調(diào)理的各種挑戰(zhàn)！

傳感器隨處可見(jiàn)，它們用來(lái)測(cè)量溫度、光照、聲音和其他各種環(huán)境參數(shù)。在某些應(yīng)用中，傳感器可以把待測(cè)樣本轉(zhuǎn)換成感應(yīng)器。例如，色度計(jì)使用LED將光線(xiàn)照射穿過(guò)待測(cè)液體樣本。樣本的光吸收調(diào)制光電二極管檢測(cè)的光量，以便揭示待測(cè)液體的特性。血氧含量可以通過(guò)測(cè)量血管組織中的紅光和紅外光吸收之差來(lái)確定。超聲傳感器根據(jù)超聲在氣體中行進(jìn)的多普勒頻移來(lái)測(cè)量氣流速率。所有這些系統(tǒng)都可以使同步解調(diào)來(lái)實(shí)現(xiàn)。

圖1顯示的是測(cè)量傳感器輸出信號(hào)的同步解調(diào)系統(tǒng)。激勵(lì)信號(hào)fx用作載波，傳感器以幅度、相位(或兩者同時(shí))作為待測(cè)參數(shù)的函數(shù)進(jìn)行調(diào)制。信號(hào)可能經(jīng)過(guò)放大和濾波，然后再由相敏檢波器(PSD)向下調(diào)制，回到直流狀態(tài)。輸出濾波器(OF)將信號(hào)帶寬限制在待測(cè)參數(shù)的頻率范圍內(nèi)。

圖1. 同步解調(diào)系統(tǒng)

傳感器輸出端的噪聲可能受內(nèi)部源或外部耦合的影響。低頻(1/f)噪聲經(jīng)常會(huì)限制傳感器或測(cè)量電子設(shè)備的性能。很多傳感器還容易受到低頻環(huán)境噪聲的干擾。光學(xué)測(cè)量容易受到背景光照的影響;電磁傳感器容易受到電源輻射的影響。自由選擇激勵(lì)頻率以避開(kāi)噪聲源是同步解調(diào)的重要優(yōu)勢(shì)。

選擇一個(gè)可以降低這些噪聲源影響的激勵(lì)頻率是優(yōu)化系統(tǒng)性能的重要途徑。所選激勵(lì)頻率應(yīng)當(dāng)具有較低的噪底，并離開(kāi)噪聲源足夠距離，以便適當(dāng)進(jìn)行濾波便可將噪聲降低至可以接受的水平。傳感器激勵(lì)通常是功耗預(yù)算中最大的一塊。如果傳感器的靈敏度與頻率的關(guān)系已知，則在靈敏度較高的頻率處激勵(lì)傳感器即可降低功耗。

02

相敏檢波器

若要理解抗混疊濾波器(AAF)和OF的要求，則需理解PSD?？紤]通過(guò)激勵(lì)信號(hào)將輸入信號(hào)同步擴(kuò)大+1和–1倍的PSD。這等效于輸入信號(hào)乘以相同頻率的方波。圖2a顯示的是輸入信號(hào)、基準(zhǔn)電壓源和PSD輸出的時(shí)域波形;圖中，輸入信號(hào)為方波，任意相位與基準(zhǔn)電壓源相關(guān)。

當(dāng)輸入和基準(zhǔn)電壓完全無(wú)相移時(shí)，相對(duì)相位為0°，開(kāi)關(guān)輸出為直流，且PSD輸出電壓為+1。隨著相對(duì)相位增加，開(kāi)關(guān)輸出成為基準(zhǔn)頻率兩倍的方波，且占空比和均值線(xiàn)性下降。相對(duì)相位為90°時(shí)，占空比為50%，平均值為0。在180°相對(duì)相位處，PSD輸出電壓為–1。圖2b顯示了相對(duì)相位在0°至360°范圍內(nèi)掃描時(shí)的PSD平均輸出值，輸入信號(hào)為方波和正弦波。

圖2. (a) PSD時(shí)域波形 (b) PSD輸出平均值與相對(duì)相位成函數(shù)關(guān)系

正弦波情形沒(méi)有方波情形那么直觀，但可以通過(guò)逐項(xiàng)相乘并分解為相加項(xiàng)和相減項(xiàng)而計(jì)算，如下所示：

正如預(yù)計(jì)的那樣，PSD在基頻處生成與輸入信號(hào)相對(duì)相位的余弦成比例的響應(yīng)，但它同時(shí)也會(huì)生成針對(duì)信號(hào)所有奇次諧波的響應(yīng)。若將輸出濾波器視為相敏檢波器的一部分，則信號(hào)傳輸路徑看上去就會(huì)像是一系列以基準(zhǔn)信號(hào)奇次諧波為中心的帶通濾波器。帶通濾波器的帶寬由低通輸出濾波器的帶寬確定。PSD輸出響應(yīng)是這些帶通濾波器之和，如圖3所示。出現(xiàn)在直流端的響應(yīng)部分落在輸出濾波器的通帶內(nèi)。出現(xiàn)在基準(zhǔn)頻率偶次諧波的響應(yīng)部分將由輸出濾波器抑制。

圖3. 有助于PSD輸出的信號(hào)輸入頻譜

乍看之下，諧波的無(wú)限求和混疊進(jìn)入輸出濾波器通帶，似乎使這種方法失效。然而，由于每一個(gè)諧波項(xiàng)都成倍縮小，并且各諧波噪聲以平方和的平方根方式相加，噪聲混疊的影響得以減輕。假設(shè)輸入信號(hào)的噪聲頻譜密度不變，那么就可以計(jì)算諧波混疊的噪聲影響。

使Vn成為以基頻為中心的傳輸窗口的積分噪聲?？俁MS噪聲VT為：

使用簡(jiǎn)便的公式對(duì)幾何級(jí)數(shù)求和：

諧波窗口導(dǎo)致的RMS噪聲增加量為：

因此，所有諧波窗口產(chǎn)生的RMS噪聲使總噪聲僅增加11%(或1dB)。輸出依然容易受到帶通濾波器的通帶波動(dòng)影響，并且PSD之前的傳感器或電子器件諧波失真將導(dǎo)致輸出信號(hào)產(chǎn)生誤差。如果這些諧波失真項(xiàng)過(guò)大而無(wú)法接受，可以使用抗混疊濾波器使其下降。下一個(gè)設(shè)計(jì)示例中將考慮抗混疊和輸出濾波器要求。

03

LVDT設(shè)計(jì)示例

圖4顯示的是一個(gè)同步解調(diào)電路，該電路可從線(xiàn)性可變位移變壓器(LVDT，一種特殊的繞線(xiàn)變壓器，具有活動(dòng)內(nèi)核，貼在待測(cè)位置)提取位置信息。激勵(lì)信號(hào)施加于初級(jí)端。次級(jí)端電壓隨內(nèi)核位置成比例變化。

LVDT的類(lèi)型有很多，此外提取位置信息的方法也各不相同。該電路采用4線(xiàn)模式LVDT。將兩個(gè)LVDT的次級(jí)輸出相連使其電壓相反，從而執(zhí)行減法。當(dāng)LVDT內(nèi)核位于零點(diǎn)位置時(shí)，次級(jí)端上的電壓相等，繞組上的電壓差為零。隨著內(nèi)核從零點(diǎn)位置開(kāi)始移動(dòng)，次級(jí)繞組上的電壓差也隨之增加。LVDT輸出電壓符號(hào)根據(jù)方向而改變。本例選擇的LVDT測(cè)量±2.5 mm滿(mǎn)量程內(nèi)核位移。電壓傳遞函數(shù)為0.25，意味著當(dāng)內(nèi)核偏離中心2.5 mm時(shí)，施加于初級(jí)端的每伏特電壓的差分輸出等于250 mV。

圖4. 簡(jiǎn)化LVDT位置檢測(cè)電路[!--empirenews.page--]

04

集成式同步解調(diào)器

ADA2200集成式同步解調(diào)器采用獨(dú)特的電荷共享技術(shù)來(lái)執(zhí)行模擬域內(nèi)的分立式時(shí)間信號(hào)處理。該器件的信號(hào)路徑由輸入緩沖器、FIR抽取濾波器(進(jìn)行抗混疊濾波)、可編程IIR濾波器、相敏檢波器以及差分輸出緩沖器組成。其時(shí)鐘生成功能可將激勵(lì)信號(hào)與系統(tǒng)時(shí)鐘同步。通過(guò)SPI兼容接口可配置可編程特性。

圖5. ADA2200同步解調(diào)器

24位Σ-Δ型ADC AD7192生成的4.92 MHz時(shí)鐘用作主機(jī)時(shí)鐘。ADA2200生成濾波器和PSD時(shí)鐘所需的一切內(nèi)部信號(hào)，此外還在RCLK引腳上生成激勵(lì)信號(hào)。該器件將主機(jī)時(shí)鐘進(jìn)行1024分頻，以便生成4.8 kHz信號(hào)，控制CMOS開(kāi)關(guān)。CMOS開(kāi)關(guān)將低噪聲3.3 V源轉(zhuǎn)換為L(zhǎng)VDT的方波激勵(lì)信號(hào)。用于激勵(lì)源的3.3 V電源還用作ADC基準(zhǔn)電壓源，因此電壓源中的一切漂移都不會(huì)降低測(cè)量精度。在滿(mǎn)量程位移處，LVDT輸出1.6 V峰峰值輸出電壓。

05

抗混疊濾波

LVDT輸出和ADA2200輸入之間的RC網(wǎng)絡(luò)為L(zhǎng)VDT輸出信號(hào)提供低通濾波，同時(shí)產(chǎn)生使解調(diào)器輸出信號(hào)最大所需的相對(duì)相移。如前所述，圖2b顯示了最大PSD輸出發(fā)生在相對(duì)相移為0°或180°處。ADA2200具有90°相位控制，因而還可以使用±90°相對(duì)相位失調(diào)。

解調(diào)頻率奇數(shù)倍的信號(hào)能量將出現(xiàn)在輸出濾波器的通帶內(nèi)。FIR抽取濾波器實(shí)現(xiàn)抗混疊濾波，能為這些頻率提供至少50 dB衰減。

如有需要，IIR濾波器可提供額外的濾波或增益。由于IIR濾波器在相敏檢波器前面，其相位響應(yīng)將會(huì)影響PSD信號(hào)輸出帶寬。設(shè)計(jì)濾波器響應(yīng)時(shí)，必須考慮這一點(diǎn)。

06

輸出濾波器

應(yīng)選擇輸出濾波器的通帶，使其匹配待測(cè)參數(shù)的帶寬，但限制系統(tǒng)的寬帶噪聲。輸出低通濾波器必須還要能夠抑制PSD偶數(shù)倍產(chǎn)生的輸出雜散。

該電路使用Σ-Δ型ADC AD7192內(nèi)置的LPF。它可以通過(guò)編程實(shí)現(xiàn)sinc3或sinc4響應(yīng)，并且傳遞函數(shù)在輸出數(shù)據(jù)速率的倍數(shù)處為零。

將ADC的輸出數(shù)據(jù)速率設(shè)為解調(diào)頻率可以抑制PSD輸出雜散。ADC的可編程輸出數(shù)據(jù)速率用作可選帶寬輸出濾波器?？捎玫妮敵鰯?shù)據(jù)速率(fDATA)為4.8 kHz/n，其中1 ≤ n ≤ 1023。因此，ADC對(duì)每個(gè)輸出數(shù)據(jù)數(shù)值的n個(gè)解調(diào)時(shí)鐘周期內(nèi)求解調(diào)器輸出的平均值。由于主機(jī)時(shí)鐘和ADC時(shí)鐘同步，ADC輸出濾波器傳遞函數(shù)的零點(diǎn)將直接落在調(diào)制頻率的每一個(gè)諧波上，并且抑制任意n值的所有輸出雜散。

圖6顯示了歸一化為ADC輸出數(shù)據(jù)速率的sinc3傳輸函數(shù)。

可編程輸出數(shù)據(jù)速率具有噪聲和帶寬/建立時(shí)間之間的直觀權(quán)衡取舍關(guān)系。輸出濾波器噪聲帶寬為0.3 × fDATA、3 dB頻率為0.272 × fDATA，建立時(shí)間為3/fDATA。

在最高4.8 kHz輸出數(shù)據(jù)速率下，ADC數(shù)字濾波器具有1.3 kHz左右的3 dB帶寬。在不超過(guò)此頻率的范圍內(nèi)，解調(diào)器和ADC之間的RC濾波器相對(duì)平坦，最大程度降低了ADC的帶寬要求。在最大數(shù)據(jù)速率較低的系統(tǒng)中，RC濾波器轉(zhuǎn)折頻率可以按比例降低。

07

噪聲性能

該電路的輸出噪聲是ADC輸出數(shù)據(jù)速率的函數(shù)。表1顯示數(shù)字化數(shù)據(jù)相對(duì)于ADC采樣速率的有效位數(shù)，假設(shè)滿(mǎn)量程輸出電壓為2.5 V。噪聲性能與LVDT內(nèi)核位置無(wú)關(guān)。

ADC數(shù)據(jù)速率 (SPS)

輸出帶寬

(Hz)

ENOB (rms)

ENOB (p-p)

4800

1300

13.8

11.3

1200

325

14.9

12.3

300

80

15.8

13.2

75

20

16.2

13.5

表1. 噪聲性能與帶寬的關(guān)系

如果ADA2200輸出噪聲與頻率無(wú)關(guān)，則預(yù)計(jì)有效位數(shù)將在輸出數(shù)據(jù)速率每4×下降時(shí)增加一位。ENOB在較低輸出數(shù)據(jù)速率下不會(huì)上升太多，這是由于ADA2200輸出驅(qū)動(dòng)器的1/f噪聲所導(dǎo)致的;該噪聲在較低的輸出數(shù)據(jù)速率下成為噪底的主要成分。

08

線(xiàn)性度

首先在±2.0 mm內(nèi)核位移處執(zhí)行一次兩點(diǎn)校準(zhǔn)即可測(cè)量線(xiàn)性度結(jié)果。由這些測(cè)量結(jié)果可確定斜率和失調(diào)，從而實(shí)現(xiàn)最佳直線(xiàn)擬合。然后，在±2.5 mm滿(mǎn)量程范圍內(nèi)測(cè)量?jī)?nèi)核位移。從直線(xiàn)數(shù)據(jù)中減去測(cè)量數(shù)據(jù)即可確定線(xiàn)性度誤差。

圖7. 位置線(xiàn)性度誤差與LVDT內(nèi)核位移的關(guān)系

用于電路評(píng)估的E系列LVDT線(xiàn)性度額定值為±0.5%(±2.5 mm位移范圍)電路性能超過(guò)了LVDT的規(guī)格。

09

功耗

電路總功耗為10.2 mW，包括驅(qū)動(dòng)LVDT的6.6 mW以及電路其余部分的3.6 mW。電路SNR可以通過(guò)增加LVDT激勵(lì)信號(hào)而得到改善，但代價(jià)是功耗更高?；蛘?，可以通過(guò)降低LVDT激勵(lì)信號(hào)從而降低功耗，同時(shí)使用低功耗雙通道運(yùn)算放大器來(lái)放大LVDT輸出信號(hào)，以便保留電路的SNR性能。