單相正弦脈寬調(diào)制逆變器的設計

    關鍵詞：逆變器；正弦波脈寬調(diào)制；場效應管

引言

當鐵路、冶金等行業(yè)的一些大功率非線性用電設備運行時，將給電網(wǎng)注入大量的諧波，導致電網(wǎng)電壓波形畸變。根據(jù)我們的實驗觀察，在發(fā)生嚴重畸變時，電壓會出現(xiàn)正負半波不對稱，頻率也會發(fā)生變化。這樣的供電電壓波形，即使是一般的電力用戶，也難以接受，更無法用其作為檢修、測試的電源。同時，在這種情況下，一般的穩(wěn)壓電源也難以達到滿意的穩(wěn)壓效果。為此，我們設計了該逆變電源。其控制電路采用了2片集成脈寬調(diào)制電路芯片SG3524，一片用來產(chǎn)生PWM波，另一片與正弦函數(shù)發(fā)生芯片ICL8038做適當?shù)倪B接來產(chǎn)生SPWM波。集成芯片比分立元器件控制電路具有更簡單、更可靠的特點和易于調(diào)試的優(yōu)點。

圖1 系統(tǒng)主電路和控制電路框圖

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及框圖

圖1示出了系統(tǒng)主電路和控制電路框圖。交流輸入電壓經(jīng)過共模抑制環(huán)節(jié)后，再經(jīng)工頻變壓器降壓，然后整流得到一個直流電壓，此電壓經(jīng)過Boost電路進行升壓，在直流環(huán)上得到一個符合要求的直流電壓350V（50Hz/220V交流輸出時）。DC/AC變換采用全橋變換電路。為保證系統(tǒng)可靠運行,防止主電路對控制電路的干擾，采用主、控電路完全隔離的方法，即驅(qū)動信號用光耦隔離，反饋信號用變壓器隔離，輔助電源用變壓器隔離。過流保護電路采用電流互感器作為電流檢測元件，其具有足夠快的響應速度，能夠在MOS管允許的過流時間內(nèi)將其關斷。

2 控制及保護電路

為了降低成本，使用兩塊集成PWM脈沖產(chǎn)生芯片SG3524和一塊函數(shù)芯片ICL8038，使得控制電路簡潔，易于調(diào)試。

2.1 SG3524的功能及引腳

圖2所示為SG3524的結(jié)構(gòu)框圖和引腳圖。

SG3524工作過程是這樣的：

直流電源Vs從腳15接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準電壓穩(wěn)壓器的輸入端，產(chǎn)生穩(wěn)定的＋5V基準電壓。＋5V再送到內(nèi)部（或外部）電路的其他元器件作為電源。

    振蕩器腳7須外接電容CT，腳6須外接電阻RT。振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1.18/RTCT。本設計將Boost電路的開關頻率定為10kHz，取CT=0.22μF，RT=5kΩ；逆變橋開關頻率定為5kHz，取CT=0.22μF，RT=10kΩ。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時鐘脈沖形式送至雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器及兩個或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相端，比較器的反向端接誤差放大器的輸出。

誤差放大器實際上是個差分放大器，腳1為其反向輸入端；腳2為其同相輸入端。通常，一個輸入端連到腳16的基準電壓的分壓電阻上（應取得2.5V的電壓），另一個輸入端接控制反饋信號電壓。本系統(tǒng)電路圖中，在DC/DC變換部分，SG3524?1芯片的腳1接控制反饋信號電壓，腳2接在基準電壓的分壓電阻上。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，從而在比較器的輸出端出現(xiàn)一個隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端?；蚍情T的另兩個輸入端分別為雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器和振蕩器鋸齒波。雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的兩個輸出端互補，交替輸出高低電平，其作用是將PWM脈沖交替送至兩個三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入了死區(qū)時間，保證V1及V2兩個三極管不可能同時導通。最后，晶體管V1及V2分別輸出脈沖寬度調(diào)制波，兩者相位相差180°。當V1及V2并聯(lián)應用時，其輸出脈沖的占空比為0％～90％；當V1及V2分開使用時，輸出脈沖的占空比為0％～45％，脈沖頻率為振蕩器頻率的1/2，在本系統(tǒng)電路圖（圖1）中，兩塊SG3524都為并聯(lián)使用。當腳10加高電平時，可實現(xiàn)對輸出脈沖的封鎖，進行過流保護。

    2.2 利用SG3524生成SPWM信號

按照上述SG3524的工作原理，要得到SPWM波，必須得有一個幅值在1～3.5V，按正弦規(guī)律變化的饅頭波，將它加到SG3524?2內(nèi)部，并與鋸齒波比較，就可得到正弦脈寬調(diào)制波。我們設計的控制電路框圖，以及實際電路各點的波形，如圖3所示。正弦波電壓ua由函數(shù)發(fā)生器ICL8038產(chǎn)生。ICL8038引腳和具體的接法如圖4所示。正弦波的頻率由R1，R2和C來決定，f=，為了調(diào)試方便，我們將R1及R2都用可調(diào)電阻，R2和R是用來調(diào)整正弦波失真度用的。在實驗中我們測得當f=50Hz時，R1＋R2=9.7kΩ，其中C=0.22μF。正弦波信號產(chǎn)生后，一路經(jīng)過精密全波整流，得到饅頭波uc，另一路經(jīng)過比較器得到與正弦波同頻率，同相位的方波ub。uc與1V基準經(jīng)過加法器后得到ud，ud輸入到SG3524?2的腳1，腳2與腳9相連，這樣ud和鋸齒波將在SG3524?2內(nèi)部的比較器進行比較產(chǎn)生SPWM波ue。分相電路用一塊二輸入與門74LS08和一塊單輸入非門74LS05所組成。ub和ue加到分相電路后就可以得到驅(qū)動信號uf和ug，再將uf和ug加到MOS管驅(qū)動電路的光耦原邊，就可以實現(xiàn)正弦脈寬調(diào)制。

2.3 驅(qū)動電路設計

設計的驅(qū)動電路如圖5所示，它由驅(qū)動脈沖放大和5V基準兩部分組成。脈沖放大包括光耦Vo1，R1和R2，中間級的VT1，推挽輸出電路VT2和VT3，對高頻干擾信號進行濾波的C1；5V基準部分包括R4，VZ1和C2，它既為MOS管提供－5V的偏置電壓，又為輸入光耦提供副邊電源。其工作原理是：

1）當光耦原邊有控制電路的驅(qū)動脈沖電流流過時，光耦導通，使VT1基極電位迅速下降，VT1截止，導致VT2導通，VT3截止，電源通過VT2，柵極電阻R5，使MOS管導通；

2）當光耦原邊無控制電路的驅(qū)動脈沖電流流過時，光耦不導通，使VT1基極電位上升，VT1導通，導致VT3導通，VT2截止，MOS管柵極電荷通過VT3，柵極電阻R5迅速放電，－5V偏置電壓使之可靠地關斷；

    3）電阻R5和穩(wěn)壓管VZ2，VZ3用以保護MOS管柵極不被過高的正、反向電壓所損壞；

4）光耦Vo1采用組合光敏管型光耦6N136，具有光敏二極管響應速度快，線性特性好，電流傳輸大的優(yōu)點，能滿足實驗的要求。

2.4 過流保護電路

過流保護是利用SG3524的腳10加高電平封鎖脈沖輸出的功能。當腳10為高電平時，SG3524的腳11及腳14上輸出的脈寬調(diào)制脈沖就會立即消失而成為零。過流信號取自電流互感器（對SG3524?1芯片串接在工頻變壓器的副邊，對SG3524?2芯片串接在濾波電路前），經(jīng)整流后得到電流信號加至如圖6所示過流保護電路上。過流信號加至電壓比較器LM339的同相端。當過流信號使同相端電平比反相端參考電平高時，比較器將輸出高電平，則二極管D2將從原來的反向偏置狀態(tài)轉(zhuǎn)變?yōu)檎驅(qū)?，并把同相端電位提升為高電平，這一變化將使得電壓比較器一直穩(wěn)定輸出高電平封鎖脈沖，則Boost電路停止工作，在正常狀態(tài)下，比較器輸出零電平，不影響B(tài)oost電路工作。

2.5 反饋調(diào)壓電路

反饋調(diào)壓電路圖如圖7所示。當逆變器正常工作時，逆變器的輸出信號接反饋變壓器，其二次電壓經(jīng)整流，濾波，分壓得到反饋電壓uo，顯然，uo的大小正比于逆變器的輸出電壓。調(diào)節(jié)W1可調(diào)節(jié)負反饋電壓的大小，從而調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓的幅值。uo控制信號被送到SG3524?1芯片的誤差放大器的反相端腳1。誤差放大器的同相端腳2接參考電平。這樣，SG3524的輸出脈沖的占空比就受到反饋信號的控制。調(diào)節(jié)過程是這樣的，當逆變器輸出因突加負載而降低時，它會使加在SG3524?1的腳1的輸入反饋電壓下降，這會導致SG3524?1輸出脈沖占空比增加，從而使得Boost電路輸出電壓升高，逆變橋的直流電壓升高，逆變器輸出交流電壓升高。反之亦然?？梢?，正是通過SG3524?1的脈寬調(diào)制組件的控制作用，實現(xiàn)了整個逆變器的輸出自動穩(wěn)壓調(diào)節(jié)功能。

    3 逆變器的實驗結(jié)果

按本設計的SPWM逆變器方案試制了樣機，其額定輸出功率為300W，濾波器參數(shù)取L=0.7mH，C=5μF，濾波效果較好，樣機的輸出電壓如圖8所示。從直觀看，電壓波形正弦度較好（因條件所限，尚未測試THD）。用此樣機帶負載運行，效果較好。實驗表明，本文提出的系統(tǒng)方案是切實可行的，可以用在鐵路、冶金等大功率非線性用電設備附近，作為對電網(wǎng)輸入電壓要求較高的一類負載（如檢修、測試設備）的電源。另外，為了滿足客戶的要求，本電路還可以提供60Hz/110V的正弦電源。