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[導(dǎo)讀]本文分析對比正激變換器多路輸出濾波電感采用獨(dú)立方式和耦合方式的不同特點(diǎn),討論了耦合電感的設(shè)計(jì)方法,給出了一個(gè)設(shè)計(jì)實(shí)例,并給出仿真及試驗(yàn)結(jié)果。

1引言

  近年來高頻開關(guān)電源在電子產(chǎn)品中得到廣泛應(yīng)用。正激式DC/DC變換器以其輸出紋波小、對開關(guān)管的要求較低等優(yōu)點(diǎn)而適合于低壓、大電流、功率較大的場合。但正激變換器對輸出電感的設(shè)計(jì)有較高要求,特別在多路輸出的情況。

  本文分析對比正激變換器多路輸出濾波電感采用獨(dú)立方式和耦合方式的不同特點(diǎn),討論了耦合電感的設(shè)計(jì)方法,給出了一個(gè)設(shè)計(jì)實(shí)例,并給出仿真及試驗(yàn)結(jié)果。

2正激變換器普通多路輸出的分析

  圖1所示為180W正激變換器的變壓器及輸出部分。兩路輸出分別采用無耦合的濾波電感。其一路輸出UO1為:UO1=(Uin1-UV1a)D-UV1b(1-D)=Uin1D-UV1b(1)

  式(1)中,D為初級開關(guān)脈沖的占空比,UV1a、UV1b分別為整流二極管和續(xù)流二極管的壓降,并假設(shè)它們相等。

  該電路L的最小值一般由所需維持最小負(fù)載電流的要求決定,而電感L中的電流又分連續(xù)和不連續(xù)兩種工作情況。如果負(fù)載電流IO逐步降低,L中的波動(dòng)電流最小值剛好為0時(shí),即定義為臨界情況。在控制環(huán)中,連續(xù)狀況的傳遞函數(shù)有兩個(gè)極點(diǎn),不連續(xù)狀況只有一個(gè)極點(diǎn)。因而在臨界點(diǎn)上下,傳遞函數(shù)是突變的。圖1電路的Uin1,Uin2繞組通常都為緊耦合狀態(tài),而每一路LC濾波器的串聯(lián)諧振頻率不相同,這一情況將使控制環(huán)在連續(xù)狀況時(shí)傳遞函數(shù)增加新的極點(diǎn)。

  在多路輸出時(shí),如果輔助輸出電壓要保持在一定的穩(wěn)定范圍內(nèi),則主輸出的電感必須一直超過臨界值,即一直處于連續(xù)狀態(tài)。從性能上講,L過大限制了輸出電流的最大變化率,而且?guī)е绷麟娏鬟\(yùn)行的大電感造價(jià)昂貴。

  在圖1所示的電路中,當(dāng)UO1保持5V不變時(shí),隨著UO2負(fù)載上的突然變化,其15.8V的電壓有可能突變4V~5V,且在經(jīng)過數(shù)十至數(shù)百毫秒后才能恢復(fù)。

圖1獨(dú)立濾波電感兩路輸出正激變換器

圖2耦合濾波電感的兩路輸出正激變換器

 

圖3

圖4 圖3電路的歸一化電路

圖5 圖4電路的重新排列

  為了簡化設(shè)計(jì),通常都使電感電流工作于連續(xù)狀態(tài)。當(dāng)負(fù)載電流變化較大時(shí),甚至在出現(xiàn)負(fù)載電流為零的場合下為使電路仍可以正常工作,則可在每路輸出接入一固定負(fù)載。

3多路輸出正激變換器耦合濾波電感的分析

  對照圖1和圖2電路,圖2電路的L1、L2為繞在同一磁芯上的電感,且匝數(shù)比與Uin1、Uin2的匝數(shù)比相同,同名端如圖所示。

  設(shè):UV1a=UV1b=UV1=0.6V

UV2a=UV2b=UV2=1.0V

D=0.4UO1=5Vn=N2/N1=3:1

則有:Uin1=(UO1+UV1)/D=5.6V/0.4

=14Vp?p(2)

Uin2=Uin1·n=14×3=42Vp?p(3)

UO2=Uin2·D-UV2=42×0.4-1.0=15.8V

  在初級開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)

UL1=Uin1-UV1-UO1=14-0.6-5=8.4V(4)

UL2=Uin2-UV2-UO2=42-1.0-15.8=25.2V(5)

  在初級開關(guān)管截止時(shí)

UL1=-UD1-UV1=-0.6-5=-5.6V(6)

UL2=-UD2-UV2=-1.0-15.8=-16.8V(7)

  注意:不論初級開關(guān)管導(dǎo)通還是截止,應(yīng)保證UL2/UL1總是為3∶1。如果耦合電感L2、L1的匝數(shù)比不能保證為3∶1,則在UO1和UO2之間存在附加的電流流動(dòng),從而在其輸出產(chǎn)生很大的輸出紋波。〔3〕

  為了便于分析,將圖2中主變壓器的兩個(gè)輸出繞組用兩個(gè)脈沖電壓源所取代,則可簡化如圖3所示。再將圖3電路歸一化,如圖4所示。

  圖4電路中,N2′=N2/n=N1

Uin2′=Uin2/n=Uin1

UV2′=UV2/n=1/3=0.33V

UO2′=UO2/n=15.8/3=5.27V

IO2′=IO2·n=5×3=15A

L2′=L2/n2

C2′=C2·n2

ERS2′=ERS2/n2

  圖2至圖5的歸一化簡化分析適用于獨(dú)立電感和耦合電感的情況。對于耦合電感電路,圖5中的L1和L2′在同一個(gè)磁芯上有相同的歸一化匝數(shù),因此它有相同的歸一化互感值及相同的感應(yīng)電壓/匝數(shù)比。因此L1和L2′可合成一個(gè)互感Lm,如圖6所示。

圖6電路的互感、漏感等效電路

紋波電流進(jìn)入U(xiǎn)02‘的情況

圖8 圖7電路的歸一化小信號模型

圖9電感無耦合和有耦合的兩路輸出結(jié)果的仿真對比

  由于電感的耦合不是百分之百,總存在漏感及外部電路的引線電感。這種影響可用L11和L12′表示。實(shí)際上Lm比L11或L12′大得多。即使在開關(guān)頻率上,Lm的阻抗值比輸出電容(包括ESR)的阻抗值也大得多。所以,歸一化紋波電流總的大小由Lm決定。而進(jìn)入各路輸出的紋波電流則由L11和L12′決定。換言之,歸一化紋波電流可以不同的比例分別流入不同的輸出,甚至可以一路的歸一化紋波電流為0,這完全取決于圖6電路中L11和L12′的值。

  如果希望紋波電流大部分流入高壓輸出UO2′這一路,則要求L12′比L11小得多。歸一化電路如圖7所示。對耦合電感進(jìn)行特殊的工藝設(shè)計(jì),就可以達(dá)到以上的目的。為了使低壓輸出UO1的漏感較大,可使UO1的濾波繞組位于電感的內(nèi)層,而UO2的繞組位于外層,就可達(dá)到以上的目的。對于EE型鐵氧體磁芯,漏感量通常小于互感量的10%,如果兩個(gè)繞組雙線并繞,該值約為2%。

  圖8為圖7電路的歸一化小信號模型。由于L12′較L11小得多,為簡化分析,可忽略L12′,并假設(shè)UV1、UV2為0。在圖8中,互感Lm和C2′組成主LC濾波器,而由L11和C1組成附加的LC濾波器。而如果附加的L11、C1濾波器的Q值大于1,控制環(huán)可能產(chǎn)生不穩(wěn)定。特別是如果選定15V輸出(UO2)作反饋環(huán),雖然15V輸出控制穩(wěn)定,5V輸出(UO1)有可能在L11-C1的諧振頻率上產(chǎn)生自激。所以應(yīng)使L11、C1濾波器Q值小于1。如果選定5V(UO1)作反饋環(huán),則電路為兩級LC電路控制,有可能產(chǎn)生180°的相移。由于Lm較大,采用電流控制方式時(shí),將使第一節(jié)LC電路遠(yuǎn)離90°的相移,對系統(tǒng)的穩(wěn)定性十分有利。

4仿真結(jié)果

  對無耦合和有耦合電感的兩路輸出正激變換器的仿真電路分別按圖1、圖2進(jìn)行。

  為便于觀察,設(shè)UO1為5V、10A,UO2也為5V、10A,主控網(wǎng)絡(luò)為UO1,開關(guān)頻率f=100kHz,L1=L2=10mH,有耦時(shí),耦合系數(shù)為0.95,電感量L11=0.5μH,且位于UO1輸出,C1=C2=3000μF,ESR1=ESR2=0.1Ω

  仿真結(jié)果如圖9所示。

5設(shè)計(jì)實(shí)例

  圖2電路中,輸出1:5V,20A100W

輸出2:15.8V,5A80W

歸一化輸出2:5.27V,15A80W

  首先決定主變壓器輸出繞組和耦合電感的匝數(shù)比。

N2∶N1=(15.8+1)∶(5+0.6)=16.8∶5.6=3∶1(8)

  初級MOS管截止時(shí)計(jì)算電感量,占空比最小(D=0.25)時(shí),對100kHz開關(guān)頻率,最大截止時(shí)間Δt=7.5μs,最大紋波電流ΔIm=6A(滿載電流的17%),則有:

Lm=E·Δt/ΔIm=5.6×7.5/6=7μH(9)

  設(shè)5V輸出端的漏感為700nH(7μH的10%),附加100nH的引線電感,則L12′為11nH(=100nH/n2),則IL的分配為:

輸出1:6A·11/(800+11)=0.08Ap?p

歸一化輸出2:6A·800/(800+11)=5.9Ap?p

輸出2:5.9A/3=2Ap?p

  設(shè)最小負(fù)載電流(ΔI),

  輸出1:0.5A

  輸出2:2A

  最大輸出紋波(ΔU)要求

  輸出1:0.05V(輸出的1%)

  輸出2:0.15V(輸出的1%)

  則

C1=(ΔI)/(8fΔU)

=0.5/(8×105×0.05)=12.5μF(10)

ESR1=ΔU/ΔI=0.05/0.5=0.1Ω(11)

C2=(ΔI)/(8fΔU)=2/(8×105×0.15)

=16.7μF(12)

ESR2=ΔU/ΔI=0.15/2=0.075Ω(13)

  實(shí)際使用中,由于電解電容器的ESR與直徑有關(guān),實(shí)選:

C1:10V,1000μF,0.1Ω

體積(D×H):1.3cm×2.9cm

C2:25V,470μF,0.07Ω

體積(D×H):1.7cm×2.9cm

  對上述參數(shù)的試驗(yàn)電路實(shí)測結(jié)果如下:

  輸入電壓220V,輸出1為5V、10A;輸出2為15.8V、3A。

  5V紋波Vp?p=28mV,15.8V紋波Vp?p=80mV?! ‘?dāng)輸出1為5V、10A負(fù)載時(shí),輸出2為15.8V的負(fù)載從1A變?yōu)?A時(shí),其電壓從16.0V變化至15.5V,紋波則在75mV~105mV之間變化。

6幾點(diǎn)說明

  (1)由于繞制工藝的不同,漏感將在很大范圍內(nèi)變化,為控制2%~10%的漏感范圍,最好采用罐形或環(huán)形磁芯,雙線并繞,低壓繞組在里層,或“三明治”繞法,將低壓輸出濾波繞組夾在高壓輸出濾波繞組之間,低壓輸出的紋波將大大減小。

 ?。?)在前述的分析中,整流、續(xù)流對管不可能完全對稱,而兩路輸出的對管的正向壓降也會(huì)不同。這種不同只會(huì)影響輸出電壓的大小,而對紋波電流的影響,則可通過前述的“漏感”方法予以消除。

  (3)上述“漏感”方法有時(shí)不易控制,可以用耦合電感匝數(shù)的小量變化獲得同樣的效果。對于紋波要求較小的那一路輸出的繞組匝數(shù),可乘以1?10或1?05的系數(shù)。

  如果另外加一個(gè)獨(dú)立的小電感,也可以獲得同樣的效果。

  (4)上述的分析是以兩路輸出同為正電壓進(jìn)行的。如果一組輸出為負(fù),則耦合電感的同名端應(yīng)予變化。對于雙線并繞的情況,只要將一組繞組的出端與入端對調(diào)即可。只是這種對調(diào)使兩個(gè)繞組中的電流方向相反,因而會(huì)產(chǎn)生附加的紋波電流。所以實(shí)際的繞制工藝,應(yīng)一組采用順時(shí)針方向繞制,另一組采用反時(shí)針方向繞組,這樣可獲得最佳效果。

 ?。?)上述兩路輸出的分析也適用于三路或更多路輸出的情況。但首先要滿足電感的匝數(shù)比等于主變壓器的輸出繞組的匝數(shù)比,再考慮漏感對紋波的影響。

 ?。?)本文分析的耦合濾波電感的原理也適用于BUCK型的半橋及全橋拓樸。但對于輔助輸出再接另一級PWM穩(wěn)壓器或磁飽和穩(wěn)壓器的拓樸形式,則特性及紋波的改善并不明顯。


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