零電壓開關全橋轉(zhuǎn)換器設計降低元器件電壓應力

很多電源管理應用文章都介紹過采用 ZVS(零電壓開關)技術實現(xiàn)無損轉(zhuǎn)換的優(yōu)勢。為了實現(xiàn) ZVT(零電壓轉(zhuǎn)換)，漏－源電容與FET的體二極管等寄生電路元件被用于實現(xiàn)諧振轉(zhuǎn)換，而不是任由其在緩沖電路中耗散。諧振電路在啟動前對開關器件施加的電壓為零，這就避免了每次轉(zhuǎn)換時因開關電流與電壓同時疊加而造成的功率損耗。

圖 1  幾個開關周期時序圖 

圖 2  t0 階段初始條件

圖3  t1 階段右支路諧振轉(zhuǎn)換間隔

圖 4 t2 階段箝位續(xù)流間隔

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圖 5  t3 階段左支路轉(zhuǎn)換

圖 6  t4 階段電源轉(zhuǎn)換間隔

采用高電壓輸入源工作的高頻轉(zhuǎn)換器采用這種技術可實現(xiàn)大幅的效率提升。
與傳統(tǒng)的全橋轉(zhuǎn)換器一樣，互為對角的開關一起驅(qū)動，對角開關交替地將變壓器原邊置于輸入電壓 VIN上一段時間。只有在開關打開時才向輸出部分供電，這與工作在固定頻率上的特定占空比相一致。
兩個互為對角的全橋開關不是同時驅(qū)動，而是通過相移的方法在啟動命令之間引入預定義的短期延遲。這種延遲由控制電路的電壓回路進行調(diào)節(jié)，從而在兩個驅(qū)動信號之間產(chǎn)生相移。這種相移技術的特殊之處在于，它可啟動兩個與變壓器串聯(lián)的開關，而變壓器的電壓卻為零。因此，它們不是全橋轉(zhuǎn)換器的對角開關，而是兩個較高或較低的開關。在這種模式下，變壓器原邊基本處于短路，且固定于相應的輸入軌。由于沒有復位所需的電壓，原邊電流會保持在前一狀態(tài)。死區(qū)填補了轉(zhuǎn)換周期內(nèi)諧振轉(zhuǎn)換及電源轉(zhuǎn)換部分之間的空白。開關可被保持在上述狀態(tài)中一段時間，與特定開關周期所需的關閉時間相一致。隨后，上述開關中一個適當?shù)拈_關關斷后，原邊電流會流入開關輸出電容，使開關漏電壓與反向輸入軌產(chǎn)生諧振。這使得特定橋支路的相應開關上的電壓為零，其 ZVS 打開。
將 ZVS 全橋轉(zhuǎn)換器的相移操作分為五個時序子集，以此來介紹完整的電源轉(zhuǎn)換周期，如圖1所示。變壓器 T1向負載輸電時，新周期開始，且兩個對角開關打開，如圖2所示。在這種轉(zhuǎn)換條件下，原邊電流流過這兩個 FET。在圖2中，QA 與QD代表打開的對角開關?！　?br />在 t0 時段結束時，開關 QD 由 UCC2895 控制電路關斷，同時開始啟動轉(zhuǎn)換器右手支路的諧振轉(zhuǎn)換，如圖3所示。通過變壓器漏感，原邊電流基本保持為常量。在本文中，變壓器的漏感與外部電感集成在一起，在圖3中標為 LResonant。如果變壓器的漏感太小，不能提供實現(xiàn) ZVS 所必需的轉(zhuǎn)換時間，那么就需要額外的電感。通過串聯(lián)添加外部電感，就能夠調(diào)節(jié)諧振電感。　　
如圖4所示，當 QD 關斷時，以 QD的漏－源電容作為電流路徑，原邊電流繼續(xù)流動，使 QD 的電容從0V上升至較高的VIN。同時，變壓器電容與QC 的漏－源電容放電，源電壓上升。諧振轉(zhuǎn)換使晶體管的漏－源電容兩端電位在啟動之前相等。右支路轉(zhuǎn)換完成后，原邊電流會通過 QA 及 QC 的體二極管續(xù)流。如果組件處于理想狀態(tài)，那么電流在下一次轉(zhuǎn)換發(fā)生之前將保持為常量。這時可啟動 QC，使QC 內(nèi)部的體二極管短路，從而降低傳導損耗并實現(xiàn)ZVS。
在 t2 階段結束時，剩余電流在變壓器原邊中流動。由于發(fā)生了損耗，該電流略小于 t0 階段的原邊電流。QC 打開，且實現(xiàn)了ZVS，而此時 QA 關閉。原邊電流此前流過 QA 的漏－源極，現(xiàn)在則沿 QA 的漏－源電容流動，電流保持不變。
流過 QA 漏－源電容的電流方向強制電流源流向接地電位，因此 QA 的漏－源電容將充電，而 QB 的漏－源電容放電，直到內(nèi)部的體二極管開始傳導，如圖5所示。
諧振轉(zhuǎn)換使 QB 接通，且實現(xiàn)了 ZVS，保證轉(zhuǎn)換幾乎無損耗。此前 QC 已經(jīng)接通，所以一旦 QB 啟動，變壓器原邊將與輸入電壓軌兩邊實現(xiàn)直接連接。變壓器隨后開始從一次側(cè)向二次側(cè)輸電，如圖6所示。
定時間隔基本與標準移相轉(zhuǎn)換周期一致。接通兩個對角開關，給變壓器原邊施加全輸入電壓。電流上升的速率由 VIN 及串聯(lián)原邊電感決定，不過其初始值為負值，而不是零。電流上升至輸出電流除以變壓器匝比所得之商的水平。
在 t4 階段結束時，一次轉(zhuǎn)換周期結束，這時QC已切斷。電流流過 QC 的漏－源極，QC 關斷后電流停止，但會繼續(xù)沿 QC 內(nèi)部的漏－源電容流動，這就使 QC 的漏－源電容(此前幾乎為零)充電至輸入電壓 VIN。QD 的漏－源電容在此期間放電，使 QD 實現(xiàn) ZVS，而幾乎沒有漏－源電壓通過它。此階段的電流假定保持為常量。
下面以 48V 輸入 DC/DC 轉(zhuǎn)換器設計作為示例來加以說明，該設計在最大電流為 15A 時輸出電壓3.3V，副邊與原邊絕緣，最大為 1.5kV。該設計采用 UCC2895 高級相移式 PWM 控制器來實施全橋功率級控制，對兩個半橋的轉(zhuǎn)換進行相移。電路工作在固定頻率上，在大部分轉(zhuǎn)換器負載范圍中采用峰值電流模式控制，實現(xiàn) ZVT。如前所述，通過轉(zhuǎn)換器的寄生電容、漏感以及串聯(lián)于原邊繞組的小型分立電感可實現(xiàn) ZVS。
在輸入電壓為 36V、48V 及 72V 以及輸出電流為 1A 至 15A(以 1A 步進)的情況下進行了效率測量。由測量結果可知，全橋轉(zhuǎn)換方式與帶有整流倍流電路的副邊同步整流結合，可實現(xiàn)比其他傳統(tǒng)設計更高的效率。此外，ZVS 在轉(zhuǎn)換過程中對開關元件造成的應力更低，降低了 EMI，增加了設計的可靠性。