準(zhǔn)方波整流在電壓調(diào)整模塊（VRM）中的應(yīng)用

摘要：電壓調(diào)整模塊（VRM）是針對微處理器等典型數(shù)據(jù)處理電路開發(fā)的電源模塊。對VRM現(xiàn)在常用的拓?fù)溥M(jìn)行了回顧，指出了其存在的缺陷，從而引入準(zhǔn)方波整流電路，應(yīng)用交錯并聯(lián)技術(shù)的多通道交錯并聯(lián)準(zhǔn)方波拓?fù)湓谳斎腚妷旱扔趦杀遁敵鲭妷簳r具有最優(yōu)的性能。但低輸入電壓引入了輸入濾波器過大等系統(tǒng)設(shè)計問題。為此給出了高輸入電壓、隔離式準(zhǔn)方波電路的設(shè)計思路。分析表明，在結(jié)合磁集成技術(shù)后，這些隔離式準(zhǔn)方波拓?fù)渚哂邢喈?dāng)?shù)膽?yīng)用價值。

關(guān)鍵詞：直流/直流變換器；電壓調(diào)整模塊；準(zhǔn)方波；交錯并聯(lián)；低壓/大電流 

Research of Quasi Square Wave Rectification in Voltage Regulator Module(VRM)

SHEN Bo- xiu, QIN Hai- hong, GONG Chun- ying 

Abstract:The microprocessors return to low voltage and high current. This imposes difficulties on voltage regulator module(VRM) design. With the review of VRM topologies, quasi? square? wave (QSW) rectification is presented in detail. Considering the steady state ripple cancellation and transient response, it is ideal for the interleaving QSW VRM to have an input voltage equal to twice the output voltage. However, the low voltage will introduce many problems, especially at the input filter. To solve this problem, high input voltage, fast VRMs with a transformer are proposed. It is expected to have good transient performance and high efficiency, when incorporating integrated magnetics technology.

Keywords:DC/DC converter; Voltage regulator module; Quasi square wave; Interleaving; Low-voltage/high-current  　

1  引言

    電壓調(diào)整模塊（VRM）是分布式電源系統(tǒng)中的核心部件。它緊靠在需要供電的負(fù)載旁，可根據(jù)負(fù)載要求，提供經(jīng)嚴(yán)格調(diào)節(jié)的低輸出電壓、大電流，并具有快動態(tài)響應(yīng)的電源[1,2]。

    如圖1所示，現(xiàn)今VRM大多采用常規(guī)Buck或同步整流Buck拓?fù)洹閮?yōu)化控制環(huán)參數(shù)設(shè)計，在整個負(fù)載變化范圍內(nèi)，Buck型拓?fù)湟话惆催B續(xù)工作模式(CCM)設(shè)計、選擇電路參數(shù)。為保證在大于Iomin的所有負(fù)載范圍內(nèi)，電感電流都能連續(xù)。輸出濾波電感L要滿足式（1）

      L≥   (1)

式中：D為占空比；

      Uin為輸入電壓；

      Uo為輸出電壓；

      Io為滿載電流；

      fs為開關(guān)頻率。

(a)  常規(guī)Buck拓?fù)?nbsp;                  (b)  同步整流Buck拓?fù)?/p>

圖1  Buck拓?fù)?/p>

    式(1)計算所得的電感值較大(典型值為2～4μH)，限制了功率級能量傳輸速度，負(fù)載瞬態(tài)變化所需要（或產(chǎn)生）的能量幾乎全部由輸出濾波電容提供（或吸收）。為使輸出電壓不致超出所允許的變化范圍，就必須增加輸出濾波電容（一般采用多電容并聯(lián)以減小ESR和ESL），致使電源的體積重量增大，功率密度降低，也增加了整機(jī)制造成本。由此可見，同步整流Buck電路難以滿足新一代微處理芯片發(fā)展對電源的要求。

    盡管提高開關(guān)頻率可以減小濾波電感，提高VRM的動態(tài)響應(yīng)速度，但同時也帶來了更多難以解決的問題。如：變換器的開關(guān)損耗和驅(qū)動損耗隨著頻率的升高大大增加，磁性元件和功率器件的性能變差等，不能滿足應(yīng)用場合的要求。

    為了克服同步整流Buck電路在瞬態(tài)響應(yīng)等方面存在的不足，文獻(xiàn)[3]提出一種準(zhǔn)方波整流工作方式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。本文將針對這類準(zhǔn)方波整流方式在VRM中的應(yīng)用進(jìn)行具體的分析。

2  準(zhǔn)方波（QSW）整流

    圖2給出了準(zhǔn)方波整流Buck電路及其工作原理波形，其電路結(jié)構(gòu)與同步整流Buck電路相同。具體工作原理分析見文獻(xiàn)[3]。

圖2準(zhǔn)方波整流Buck電路及原理波形

    準(zhǔn)方波整流方式保證在所有負(fù)載變化范圍內(nèi)，電感電流都連續(xù)（從正到負(fù)變化），輸出濾波電感值按其電流峰?峰值為2倍的滿載電流來選取。

     L≤?(2)

    從式(1)和式(2)可見，與同步整流Buck相比，準(zhǔn)方波整流拓?fù)涞妮敵鰹V波電感降低了10倍左右，大大提高了功率級的響應(yīng)速度。而且Q1和Q2均可實(shí)現(xiàn)零電壓開通，降低了開關(guān)損耗和柵極驅(qū)動損耗。

    但QSW電路也存在較多問題，主要表現(xiàn)在：

    1）輸出濾波電感電流紋波較大，使流過開關(guān)管的電流有效值增大，通態(tài)損耗增加；

    2）需要很大的輸出濾波電容濾除紋波；

    3）大的紋波電流亦使磁性元件的損耗增加，使應(yīng)用QSW拓?fù)涞腣RM整機(jī)效率低于同步整流Buck拓?fù)洹?/p>

    為了減小QSW電路輸出電流的紋波，同時又能滿足快速瞬態(tài)響應(yīng)的要求，結(jié)合交錯并聯(lián)技術(shù)，應(yīng)運(yùn)而生“多通道交錯并聯(lián)準(zhǔn)方波整流”拓?fù)洹?/p>

3  多通道交錯并聯(lián)準(zhǔn)方波整流

    如圖3所示，為雙通道交錯并聯(lián)QSW拓?fù)?，及其電感電流交錯疊加示意圖。紋波互消比例K(Io紋波峰?峰值與IL1或IL2紋波峰?峰值的比值)與占空比D的對應(yīng)關(guān)系如圖5(a)所示。只有當(dāng)D=0.5，即Uin=2Uo時，才有完全的紋波互消作用（輸出電流實(shí)現(xiàn)零紋波）。

圖3  雙通道交錯并聯(lián)QSW Buck及電感電流交錯疊加示意圖

    進(jìn)一步，可以實(shí)現(xiàn)四通道交錯并聯(lián)QSW拓?fù)洌ㄈ鐖D4），其紋波互消比例K與占空比D的對應(yīng)關(guān)系如圖5(b)所示。只有當(dāng)占空比為0.25、0.5、0.75時，紋波才可以完全互消。如果占空比不等于以上值，只能實(shí)現(xiàn)部分紋波互消。而且，四通道交錯并聯(lián)的紋波互消作用，比雙通道交錯并聯(lián)好。也即，交錯并聯(lián)的通道數(shù)目越多，紋波互消作用越好。

圖4  四通道交錯并聯(lián)QSW Buck及電感電流交錯疊加示意圖  [!--empirenews.page--]

(a)  雙通道                                            (b)  四通道

圖5  紋波互消比例

3.1  優(yōu)化的輸入與輸出電壓關(guān)系Uin=2Uo

    在雙、四通道交錯并聯(lián)QSW電路中，如果把D=0.5（對應(yīng)Uin=2Uo）作為穩(wěn)態(tài)占空比，不僅可以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)工作時的輸出電流零紋波，大大減輕輸出濾波電容的穩(wěn)態(tài)紋波設(shè)計壓力。而且可以實(shí)現(xiàn)對稱的瞬態(tài)響應(yīng)[4,5]，如圖6所示。

(a)  負(fù)載突加   (b)  負(fù)載突卸

(c)  輸出電壓過沖

圖6  負(fù)載突變與輸出電壓過沖

    1)負(fù)載突加  出現(xiàn)輸出電壓下沖，為及時響應(yīng)可實(shí)現(xiàn)D=1滿占空比工作，整個開關(guān)周期輸出濾波電感上的壓降都為＋(Uin－Uo)，使電感電流迅速提升，對應(yīng)；

    2)負(fù)載突卸  出現(xiàn)輸出電壓上沖，為及時響應(yīng)，占空比可以降為D=0工作，對應(yīng)整個開關(guān)周期，輸出濾波電感上的壓降都為－Uo，使電流迅速下降，對應(yīng)。

    因此，從交錯并聯(lián)QSW拓?fù)浔旧韥砜矗瑵M足Uin=2Uo可使VRM輸出電壓的上沖和下沖具有對稱的幅值，濾波參數(shù)實(shí)現(xiàn)優(yōu)化設(shè)計，較具吸引力。

3.2  Uin=2Uo在整個電源系統(tǒng)中的缺陷及對策

    在計算機(jī)電源系統(tǒng)中，VRM一般與其它部件公用電源總線，為了減小VRM的負(fù)載突變對這一公用總線電壓的影響，必須在其輸入端加一個輸入濾波器，以保證公用總線電壓不受負(fù)載突變影響[6]。其中，輸入濾波電容Cin與輸入電壓Uin的對應(yīng)關(guān)系如圖7所示。

圖7  Cin與Vin的關(guān)系曲線

    隨著處理器工作電壓的進(jìn)一步降低（最新已提出1V以下的要求），若按照Uin=2Uo的優(yōu)化關(guān)系，VRM的Uin僅為2V左右，將需要高達(dá)mF量級的輸入濾波電容；而且這么低的Uin將對應(yīng)很高的Iin，增加了線路損耗，使銀盒與母板之間本已很復(fù)雜的連接線變得更難設(shè)計。而隨著Uin的升高，Cin將與Uin成平方反比的關(guān)系遞減。當(dāng)Uin提高為48V左右時，Cin降為數(shù)十μF量級，從而使得VRM的整機(jī)尺寸能夠滿足越來越高的功率密度要求。

    可見，從電源系統(tǒng)角度考慮，在滿足安規(guī)要求的情況下，希望VRM的輸入總線電壓越高越好。

    為了解決多通道交錯并聯(lián)QSW電路中，Uin=2Uo與電源系統(tǒng)要求之間的矛盾，考慮引入隔離變壓器，把高總線輸入電壓變換為低輸入電壓，同時結(jié)合交錯并聯(lián)QSW技術(shù)，得到所希望的低輸出電壓?；舅悸酚袃煞N。

    1）兩級結(jié)構(gòu)  DC/DC(高壓/低壓)前級＋多通道交錯并聯(lián)QSW后級，該方案的關(guān)鍵在于前級低壓DC輸出的得到。

    2）隔離式多通道交錯并聯(lián)QSW拓?fù)洳捎酶綦x式拓?fù)?，結(jié)合QSW和交錯并聯(lián)技術(shù)，實(shí)現(xiàn)高總線輸入電壓到低壓輸出的變換。

4  應(yīng)用QSW的隔離式拓?fù)?/p>

4.1  兩級方案

    兩級方案中，前級的DC/DC(高壓/低壓)變換，可采用的拓?fù)湫问捷^多。如果采用常規(guī)方法，必然要一套完整的控制電路、閉環(huán)設(shè)計，增加了元器件數(shù)和整機(jī)的復(fù)雜程度。這里采用如圖8所示的“對稱半橋全波整流＋雙通道交錯并聯(lián)QSW”拓?fù)?。原邊開關(guān)S1、S2采用開環(huán)控制，固定在滿占空比工作，變壓器繞組上得到對稱的方波電壓，整流后得到較理想的低壓直流。副邊SR1、SR2管采用自驅(qū)動方法，QSW中的SR3－SR6采用與雙通道交錯并聯(lián)QSW電路相同的控制方法。這種方案大大簡化了控制電路設(shè)計。

圖8  對稱半橋全波整流＋雙通道交錯并聯(lián)QSW拓?fù)浼捌渲饕ぷ鞑ㄐ?[!--empirenews.page--]

4.2  隔離式多通道交錯并聯(lián)QSW拓?fù)?/p>

    在常用的隔離式拓?fù)渲?，正激變換器必須留有一定量的占空比用于變壓器鐵芯的磁復(fù)位。在負(fù)載突升時，一個周期中必須留有一段時間用于電感放能，這就使得正激式拓?fù)涞捻憫?yīng)速度要比QSW電路慢。而為了滿足快速響應(yīng)的要求，必然要大大增大磁性元件的體積，以保證負(fù)載突升期間，變換器快速提升占空比時，電感和變壓器不會飽和。

    反激式拓?fù)浯嬖谙嗨频膯栴}。負(fù)載突升時，必須首先給磁化電感儲能，然后再從原邊向副邊傳送能量。這使得響應(yīng)出現(xiàn)延遲。

    變壓器對稱工作的推挽、橋式電路，可以在整個周期都從原邊向副邊傳送能量。因而可以具備與QSW電路相似的快速響應(yīng)?？紤]到推挽拓?fù)浯嬖谧儔浩髀└幸鸬年P(guān)斷電壓尖峰等問題，全橋電路需要四管、驅(qū)動復(fù)雜等問題，在相對較高輸入電壓時(如48V總線電壓)，采用對稱半橋電路作為主電路拓?fù)?。副邊整流電路可采用全波整流結(jié)構(gòu)或倍流整流結(jié)構(gòu)。

    如圖9所示，讓對稱半橋全波整流電路按照QSW方式工作，在所有負(fù)載范圍內(nèi)電感電流都從正到負(fù)變化，則可實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管在開通之前，電感電流反映到原邊，流過即將開通的開關(guān)管的體二極管，實(shí)現(xiàn)ZVS。而且在負(fù)載突升時，輸出濾波電感的等效占空比可達(dá)到100％，整個周期都會有正壓加在輸出濾波電感上，來提升電流；負(fù)載突降時，濾波電感的等效占空比可以為0％，整個周期都會有負(fù)壓加在電感上，來降低電流。具有與單通道QSW電路相似的動態(tài)響應(yīng)特性。應(yīng)用交錯并聯(lián)技術(shù)，把兩個對稱半橋全波整流電路并聯(lián)起來(如圖10所示)，取穩(wěn)態(tài)占空比為0.5，可實(shí)現(xiàn)完全的輸出電流紋波互消作用，大大減小輸 出 濾 波 器 ， 在 負(fù) 載 突 升 和 負(fù) 載 突 降 時 ， 具 有 對 稱 的 快 速 動 態(tài) 響 應(yīng) 。

圖9  對稱半橋全波整流電路及QSW工作波形

圖10  交錯并聯(lián)對稱半橋全波整流電路

    圖11為對稱半橋倍流整流拓?fù)洌瑑蓚€輸出濾波電感的電流相位相差180°，與雙通道交錯并聯(lián)拓?fù)浯嬖谙嗨频碾姼须娏骷y波互消作用，對應(yīng)D=0.5時，可以實(shí)現(xiàn)完全的電流紋波互消作用（輸出電流紋波為零）。在應(yīng)用于負(fù)載對動態(tài)響應(yīng)要求不高的場合時，可以把穩(wěn)態(tài)占空比選定為0.5，從而大大減小輸出濾波器的體積。但對于數(shù)據(jù)處理器這類對動態(tài)響應(yīng)有較高要求的負(fù)載時，不能把0.5這一滿占空比作為穩(wěn)態(tài)占空比。但當(dāng)D偏離0.5時，其紋波互消作用則會大大削弱，限制了輸出濾波器參數(shù)的取小，降低了功率級的能量傳輸速度。在這種情況下利用交錯并聯(lián)技術(shù)，把兩個對稱半橋倍流整流拓?fù)溥M(jìn)行交錯并聯(lián)，如圖12所示，則可實(shí)現(xiàn)與四通道交錯并聯(lián)QSW電路相似的紋波互消作用（Dmax<0.5）此時，若把穩(wěn)態(tài)占空比定在0.25，則可實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)時完全的紋波互消作用，輸出濾波電感也可以取得很小，從而在負(fù)載突升(D：0.25→0.5)和突降(D：0.25→0)時，具有對稱的快動態(tài)響應(yīng)。

圖11  對稱半橋倍流整流拓?fù)?/p>

圖12  交錯并聯(lián)對稱半橋倍流整流拓?fù)浼捌湓聿ㄐ?/p>

    值得指出的是，這些交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)的拓?fù)涮貏e適合于應(yīng)用磁集成技術(shù)?？刹捎枚嗤ǖ离姼屑煞桨讣半姼泻妥儔浩鞯募煞桨竅7][8]。從而大大減小磁性元件所占的總體積，簡化電路布局、封裝設(shè)計，與分立磁性元件相比，具有顯著的優(yōu)越性。

5  結(jié)語

    本篇針對微處理器應(yīng)用場合，對其供電電源VRM進(jìn)行了拓?fù)浞治?，指出現(xiàn)有拓?fù)涞娜毕荩瑥亩鰷?zhǔn)方波整流方式，并結(jié)合交錯并聯(lián)技術(shù)，對多通道交錯并聯(lián)QSW電路進(jìn)行了分析，在此基礎(chǔ)上，給出適合高總線輸入電壓要求的隔離式交錯并聯(lián)QSW方案，對各電路特點(diǎn)進(jìn)行了闡述。本文分析有助于QSW在VRM中的合理選用和電路制作。