改進型全橋移相ZVS-PWM DC/DC變換器

摘要：介紹了一種能在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)零電壓開關的改進型全橋移相ZVS－PWM DC/DC變換器。在分析其開關過程的基礎上，得出了實現(xiàn)全負載范圍內(nèi)零電壓開關的條件，并將其應用于一臺48V/6V的DC/DC變換器。

關鍵詞：全橋DC/DC變換器；零電壓開關；死區(qū)時間

0    引言

    移相控制的全橋PWM變換器是在中大功率DC/DC變換電路中最常用的電路拓撲形式之一。移相PWM控制方式利用開關管的結(jié)電容和高頻變壓器的漏電感作為諧振元件，使開關管達到零電壓開通和關斷。從而有效地降低了電路的開關損耗和開關噪聲，減少了器件開關過程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器提高開關頻率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時保持了電路拓撲結(jié)構(gòu)簡潔、控制方式簡單、開關頻率恒定、元器件的電壓和電流應力小等一系列優(yōu)點。

    移相控制的全橋PWM變換器存在一個主要缺點是，滯后臂開關管在輕載下難以實現(xiàn)零電壓開關，使得它不適合負載范圍變化大的場合[1]。電路不能實現(xiàn)零電壓開關時，將產(chǎn)生以下幾個后果：

    1）由于開關損耗的存在，需要增加散熱器的體積；

    2）開關管開通時存在很大的di/dt，將會造成大的EMI；

    3）由于副邊二極管的反向恢復，高頻變壓器副邊漏感上的電流瞬變作用，在二極管上產(chǎn)生電壓過沖和振蕩，所以，在實際應用中須在副邊二極管上加入R－C吸收。

    針對上述問題，常見的解決方法是在變壓器原邊串接一個飽和電感L_s，擴大變換器的零電壓開關范圍[2][3]。但是，采用這一方法后，電路仍不能達到全工作范圍的零電壓開關。而且，由于飽和電感在實際應用中不可能具有理想的飽和特性，這將會導致：

    1）增加電路環(huán)流，從而增加變換器的導通損耗；

    2）加重了副邊電壓占空比丟失，從而增加原邊電流及副邊二極管電壓應力；

    3）飽和電感以很高的頻率在正負飽和值之間切換，磁芯的損耗會很大，發(fā)熱嚴重。

    改進型全橋移相ZVS-PWMDC/DC變換器是針對上述缺點所提出的一種電路拓撲[4][5][6]。它通過在電路中增加輔助支路，使開關管能在全部負載范圍內(nèi)達到零電壓開關，它在小功率（<3kW）電路中具有明顯的優(yōu)越性。由于在移相控制的全橋PWM變換器中，超前臂ZVS的實現(xiàn)相對比較簡單，所以本文將不分析超前臂的開關過程，而著重分析滯后臂在增加了輔助支路以后的開關過程及其實現(xiàn)ZVS的條件。

1    改進型全橋移相ZVS-PWM DC/DC變換器

1.1    電路拓撲

    圖1所示是一種改進型全橋移相ZVS-PWM DC/DC變換器，與基本的全橋移相PWM變換器相比，它只在滯后臂增加了由電感Lrx及電容Crx兩個元件組成的一個輔助支路。

圖1    電路拓撲

    在由L_rx及C_rx組成的輔助諧振支路中，電容C_rx足夠大，其上電壓V_Crx應滿足

    V_Crx≈V_in（1）

則電感L_rx上得到的是一個占空比為50％的正負半周對稱的交流方波電壓，其幅值為V_in/2。電感上的電流峰值I_Lrx(max)為

    I_Lrx(max)=（2）

式中：V_in為輸入直流電壓；

      T_s為開關周期。

    電路采用移相控制方式，它的主電路工作原理也和基本的全橋PWM變換器完全一樣。而輔助支路的存在，可以保證滯后臂開關管在全部負載范圍內(nèi)的零電壓開通和關斷。

1.2    電路運行過程分析

    由于移相控制的全橋PWM電路在很多文獻上已經(jīng)有了詳細的探討，所以本文不具體地分析其工作過程，只討論滯后臂開關管的開關過程及其達到零電壓開關的條件。為了便于分析，假設：

    ——所有功率開關管及二極管均為理想器件；

    ——所有電感及電容均為理想元件；

    ——考慮功率開關管輸出結(jié)電容的非線性，有C₁=C₂=C₃=C₄=（4/3）C_oss，并記C₃＋C₄=C；

    ——考慮變壓器的漏感L_lk；

    ——由于電感L_rx及電容C_rx足夠大，可以認為電感L_rx上電流i_Lrx在死區(qū)t_d內(nèi)保持不變。

    1）t₀時刻之前

    在t₀時刻之前，如圖2所示，變壓器原邊二極管D₁，開關管S₃，變壓器副邊二極管D₅處于導通狀態(tài)，變壓器原邊電流ip通過二極管D₁和開關管S₃流通，并在輸出電壓nV_o的作用下線性下降，電路處于環(huán)流狀態(tài)，實際電流方向與電流參考方向相反。在t₀時刻，變壓器原邊電流i_p(t₀)為

    i_p(t₀)==－I₁（3）

式中：I₁是副邊輸出濾波電感L_f電流最小值反射到原邊的電流值，顯然，I₁的大小取決于負載情況。

圖2    電路主要波形（死區(qū)時間被放大）

圖中下標（Ⅰ）：i_p(t_d)≤I₁時，（Ⅱ）：i_p(t)=I₁（t≤t_d時）

    此時，輔助支路電感L_rx上電流I_Lrx(t₀)為

    i_Lrx(t₀)=I_Lrx(max)（4）

    2）t₀～t₁時間段

    在t₀時刻，開關管S₃在電容C₃及C₄的作用下零電壓關斷。從t₀時刻開始，電路開始發(fā)生LC諧振，使C₃充電，C₄放電，此階段等效電路如圖3所示，其中C為C₃與C₄的并聯(lián)，變壓器原邊電壓及電流為v_p和i_p，電容C上的電壓及電流為v_c和i_c。在這時間段分別為

圖3    t₀～t₁時間段電路等效拓撲

    v_p=L_lk（5）

    i_c=C（6）

    v_p＋v_c=V_in（7）

    i_p－i_c=I_Lrx(max)（8）

    初始條件為

    i_p(t₀)=－I₁，v_c(t₀)=V_in

    解方程式，并代入初始條件可得

    i_p=－(I_Lrx(max)＋I₁)cosωt＋I_Lrx(max)（9）

    v_p=(I_Lrx(max)＋I₁)sinωt（10）

    v_c=V_in－(I_Lrx(max)＋I₁)sinωt（11）

    i_c=－(I_Lrx(max)＋I₁)cosωt（12）

式中：ω=1/為諧振角頻率。

    這一諧振過程直到t₁時刻，電容C₄上的電壓諧振到零，二極管D₄自然導通，這一過程結(jié)束。這一時間段長度為

    t₁=arcsin（13） [!--empirenews.page--]

此時

    i_p(t₁)=－(I_Lrx(max)＋I₁)cosωt₁＋I_Lrx(max)=I₂（14）

    3）t₁～t_d時間段

    在t₁時刻，D₄導通，變壓器原邊電流i_p在輸入電壓V_in作用下線性上升。此階段等效電路如圖4所示。在這時間段有

    v_p=V_in（15）

    i_p=I₂＋(t－t₁)（16）

圖4    t₁～t_d時間段電路等效拓撲

此過程可分為以下兩種情況。

    （1）在死區(qū)t_d結(jié)束時，i_p(t_d)≤I₁，則在t_d時刻，原邊電流為

    i_p(t_d)=I₂＋(t_d－t₁)（17）

    （2）設在t₂時刻（t₂<t_d），i_p(t₂)=I₁，則在時刻t₂，這一過程結(jié)束。此后保持

    i_p(t)=I₁(t₂<=t<=t_d)（18）

    原邊通過變壓器向副邊提供能量。在t_d時刻，原邊電流為

    i_p(t_d)=I₁（19）

    開關管S₄實現(xiàn)零電壓開通的條件是在t_d時刻，開關管S₄上電壓為零，即v_c(t_d)=0，必須滿足

    i_p(t_d)<=I_Lrx(max)（20）

    4）t_d時刻之后

    在t_d時刻，開關管S₄開通，由于此時二極管D₄處于導通狀態(tài)，開關管兩端的電壓被箝位在零，所以開關管S_{4實現(xiàn)了零電壓開通。}

1.3    參數(shù)設計

    由于實際電路中I_Lrx(max)足夠大，諧振過程（t₀～t₁）很快就完成了。電路實現(xiàn)ZVS的條件可以近似為

    1）在t_d<=2I₁時，

    I_Lrx(max)>=t_d－I₁＋I_x（21）

    2）在t_d>2I₁時，

    I_Lrx(max)>=I₁＋I_x（22）

式中：t_d為死區(qū)時間；

      I_x為滿足在死區(qū)時間內(nèi)完成S₃充電，S₄放電所需要的最小電流。

    I_x=（23）

可見，只要在

    I₁(t)=（24）

時，電路能滿足ZVS條件，那么電路在全部負載范圍內(nèi)都能實現(xiàn)ZVS。

    根據(jù)以上分析，滿足滯后臂在全部負載范圍都能實現(xiàn)ZVS的條件為

    I_Lrx(max)>-I₁(t)＋I_x（25）

則輔助支路電感L_rx為

    L_rx<=?（26）

假設在整個工作過程中電容C_rx電壓變化不超過5％輸入電壓V_in，則有

    C_rx>=?（27）

2    實驗結(jié)果

    利用以上分析應用于一48V/6V實驗電路，該電路的主要數(shù)據(jù)為：

    1）輸入直流電壓V_in=48V；

    2）輸出直流電壓V_o=6V；

    3）滿載輸出電流I_o(max)=40A；

    4）主電路開關頻率f_s=50kHz；

    5）死區(qū)時間t_d=200ns；

    6）變壓器變比n=10∶2；

    7）變壓器漏感L_lk=2.2μH；

    8）主開關管采用IRF530，輸出結(jié)電容C_oss=215pF。

    根據(jù)以上分析，利用式（23）～式（27），輔助諧振支路的參數(shù)為

    L_rx=50μH，C_rx=5μH

    圖5，圖6及圖7是該實驗電路滯后臂在開關過程中的開關管電壓v_DS和驅(qū)動電壓v_GS的實驗波形。由圖可見，開關管在全部負載范圍內(nèi)實現(xiàn)了零電壓開關。

圖5    空載狀態(tài)滯后臂下管實驗波形（I_o=0.05A）

圖6    臨界狀態(tài)滯后臂下管實驗波形(I_o=12.5A)

圖7    滿載狀態(tài)滯后臂下管實驗波形(I_o=40A)

3    結(jié)語

    本文所討論的改進型全橋移相ZVS-PWM DC/DC變換器不僅保持了全橋移相PWM電路拓撲結(jié)構(gòu)簡潔、控制方式簡單的優(yōu)點，而且保證了滯后臂在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)零電壓開關。同時，輔助支路是無源的，容易實現(xiàn)且基本上不影響變換器的可靠性。