諧振復(fù)位雙開關(guān)正激變換器的研究

摘要：推薦了一種諧振復(fù)位雙開關(guān)正激型DC/DC變換器。它不僅克服了諧振復(fù)位單開關(guān)正激變換器開關(guān)電壓應(yīng)力大和變換效率低的缺點(diǎn)，而且具有占空比可以大于50％的優(yōu)點(diǎn)。因此，該變換器可以應(yīng)用于高輸入電壓、寬變化范圍、高效率要求的場(chǎng)合。對(duì)該拓?fù)涞墓ぷ髟砗吞匦赃M(jìn)行了詳細(xì)的描述。最后通過實(shí)驗(yàn)證實(shí)了該拓?fù)涞纳鲜鰞?yōu)點(diǎn)。

關(guān)鍵詞：諧振復(fù)位;雙開關(guān);正激變換器

1    概述

    諧振復(fù)位單開關(guān)正激變換器，如圖1所示，是一種結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單、應(yīng)用十分廣泛的DC/DC變換器。它通過諧振電容C_r上的電壓對(duì)變壓器進(jìn)行復(fù)位，該復(fù)位電壓可以大于輸入電壓，因此，該變換器的占空比可以大于50％，適合于寬輸入范圍的場(chǎng)合。但和通常的單開關(guān)正激變換器一樣，它的開關(guān)電壓應(yīng)力比較大，是輸入電壓的2倍左右，用于較高輸入電壓的場(chǎng)合有一定的困難。另外，每次開關(guān)S開通之前，C_r上電壓為輸入電壓，在S開通時(shí)，不僅將S的寄生電容上的能量C_ossV_in²/2消耗在開關(guān)上，同時(shí)也將C_r上的能量C_rV_in²/2消耗在S上。而C_r又是外并的諧振電容，其值可能遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于開關(guān)的寄生電容，所以，可以認(rèn)為該變換器的等效開關(guān)損耗大大增加，效率將會(huì)受到嚴(yán)重影響。

圖1    諧振復(fù)位單開關(guān)正激變換器    

Fig.1    Resonant reset single switch forward converter

    雙開關(guān)正激變換器克服了主開關(guān)電壓應(yīng)力大的缺點(diǎn)，它每個(gè)開關(guān)的電壓應(yīng)力等于輸入電壓，是單開關(guān)正激的一半左右，適用于高壓輸入場(chǎng)合。而且雙開關(guān)正激變換器是利用輸入電壓給變壓器進(jìn)行復(fù)位，結(jié)構(gòu)上也比較簡(jiǎn)單，激磁能量和漏感能量回饋到輸入側(cè)，轉(zhuǎn)換效率比較高。因此，這種雙開關(guān)正激DC/DC拓?fù)浔粡V泛地應(yīng)用于工業(yè)界，不僅僅是高壓輸入場(chǎng)合。但是，這種雙開關(guān)正激變換器有它的突出缺點(diǎn)，即只能工作在占空比小于50％的狀態(tài)，所以，不適合用在變換范圍非常寬的場(chǎng)合。

    本文推薦了一種諧振復(fù)位雙開關(guān)正激變換器，它綜合了單開關(guān)諧振正激和雙開關(guān)正激的優(yōu)點(diǎn)，不僅可以工作在占空比大于50％的狀態(tài)，而且又采用雙開關(guān)結(jié)構(gòu)，大大減小了開關(guān)的電壓應(yīng)力。因此，該變換器適用于高電壓輸入、寬變化范圍的場(chǎng)合。

2    工作原理

    諧振復(fù)位雙開關(guān)正激變換器的電路如圖2所示。圖2中C_oss1，C_oss2，C_oss3分別為開關(guān)S₁，S₂，S₃的寄生輸出電容，C_r為諧振電容，它并聯(lián)在S₂的漏源極之間，因C_r遠(yuǎn)大于開關(guān)管的寄生電容，所以C_oss2可以忽略。L_m為激磁電感。為簡(jiǎn)化分析，輸出電容C_o被認(rèn)為無窮大而以恒壓源V_o代替，并假定電路已經(jīng)進(jìn)入穩(wěn)態(tài)。

圖2    諧振復(fù)位雙開關(guān)正激變換器

Fig.2    Resonant reset dual switch forward converter

    該變換器的一個(gè)開關(guān)周期可以分為6個(gè)工作階段，分別如圖3的6個(gè)等效電路所示。相應(yīng)的工作波形如圖4所示，其中t₁－t₃為死區(qū)時(shí)間t_d1，t₅－t₆為死區(qū)時(shí)間t_d2，這些時(shí)間實(shí)際上非常短，在圖中為了更清楚地表述，將他們畫得比較大。6個(gè)工作階段的工作原理分別描述如下。

    1）階段1〔t₀，t₁〕    如圖3（a）和圖4所示，該階段S₁和S₂同時(shí)導(dǎo)通，加在變壓器原邊上的電壓為輸入電壓V_in，激磁電流線性上升。同時(shí)副邊整流二極管D_R1導(dǎo)通，續(xù)流二極管D_R2截止，電感L上的電流i_L線性上升。

    2）階段2〔t₁，t₂〕    t₁時(shí)刻，如圖3(b)和圖4所示，S₁和S₂同時(shí)關(guān)斷，折算到原邊的負(fù)載電流和激磁電流一起對(duì)C_oss1充電，使C_oss3放電，C_oss3上的電壓v_ds3迅速下降。由于諧振電容C_r較大，在這么短的時(shí)間內(nèi)C_r上的電壓幾乎沒有上升，近似為零。因此v_T就近似等于v_ds3，也迅速下降。但此階段變壓器上的電壓v_T仍為正，所以副邊D_R1仍導(dǎo)通。

    3）階段3〔t₂，t₃〕    t₂時(shí)刻v_T下降到零時(shí)，副邊二極管D_R1就截止，D_R2導(dǎo)通，i_L通過D_R2續(xù)流，在輸出電壓V_o的作用下線性下降。在原邊，激磁電感L_m和諧振電容C_r諧振，在C_r上產(chǎn)生的諧振電壓按正弦變化上升，該諧振電壓同時(shí)對(duì)變壓器進(jìn)行復(fù)位，諧振電流流過S₃的體二極管，如圖3(c)和圖4所示。

    4）階段4〔t₃，t₄〕    t₃時(shí)刻，S₃的門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)v_gs3變高，S₃在零電壓條件下開通，L_m和C_r繼續(xù)諧振，C_r上的正弦諧振電壓繼續(xù)對(duì)變壓器進(jìn)行復(fù)位，諧振電流流過S₃，如圖3(d)和圖4所示。

    5）階段5〔t₄，t₅〕    如圖3(e)和圖4所示，C_r上的電壓諧振到零后，激磁電流就流經(jīng)S₂的體二極管，而S₃仍然導(dǎo)通，這時(shí)變壓器原邊的電壓為零，激磁電流保持不變。副邊仍然是D_R1截止，D_R2導(dǎo)通，電感電流繼續(xù)下降。

    6）階段6〔t₅，t₆〕    如圖3(f)和圖4所示，S₃在t₅時(shí)刻關(guān)斷，激磁電流對(duì)C_oss3進(jìn)行充電，v_ds3一大于零，副邊整流二極管D_R1就導(dǎo)通，激磁電流流向變壓器副邊，但它不足以維持負(fù)載電流，所以續(xù)流二極管仍然導(dǎo)通。由于D_R1及D_R2都導(dǎo)通，變壓器上的電壓被箝在零，激磁電流保持不變。而開關(guān)S₁上的電壓被箝在V_in，S₂上的電壓則為零。

(a)Stagel[t₀,t₁]    (b)Stage2[t₁,t₂]    (c)Stage3[t₂,t₃]

(d)Stage4[t₃,t₄]    (e)Stage5[t₄,t₅]    (f)Stage6[t₅,t₆]

圖3    各階段等效電路

圖4    主要工作波形 [!--empirenews.page--]

    t₆時(shí)刻，S₁及S₂同時(shí)開通，其中S₂是零電壓開通，而C_oss1上的電荷通過S₁迅速放完，電路進(jìn)入到下一開關(guān)周期的階段1，負(fù)載電流流過D_R1。

    由以上分析可以看到，開關(guān)S₁及S₃的電壓應(yīng)力均為輸入電壓V_in，而S₂的電壓應(yīng)力則是復(fù)位電壓。

3    特性分析

    根據(jù)以上的分析可以看出，S₁及S₃為一對(duì)互補(bǔ)開關(guān)，兩者寄生輸出電容上的電壓v_ds1與v_ds3之和等于輸入電壓V_in。因此，當(dāng)其中v_ds1（或v_ds3）等于零時(shí)，v_ds3（或v_ds1）就等于V_in，可見開關(guān)S₁及S₃的電壓應(yīng)力均為輸入電壓。

    開關(guān)S₂的源漏間并聯(lián)了諧振電容C_r，其值遠(yuǎn)大于S₂的寄生輸出電容C_oss2，所以，C_r上的電壓就是S₂所要承受的電壓。在S₁及S₂關(guān)斷后，激磁電感L_m和諧振電容C_r開始諧振，在C_r上產(chǎn)生一正弦電壓對(duì)變壓器進(jìn)行磁復(fù)位。因此，開關(guān)S₂的電壓應(yīng)力就是該復(fù)位電壓的峰值。

    可見，該變換器的開關(guān)電壓應(yīng)力和單開關(guān)正激變換器相比要小得多。

    該變換器的另一優(yōu)點(diǎn)是可以工作在占空比大于50％的狀態(tài)下。如圖4所示，當(dāng)主開關(guān)S₁及S₂同時(shí)導(dǎo)通，輔助開關(guān)S₃截止時(shí)，加在變壓器原邊的電壓為正，大小等于輸入電壓。當(dāng)主開關(guān)S₁及S₂同時(shí)截止，輔助開關(guān)S₃導(dǎo)通時(shí)，L_m和C_r諧振在C_r上產(chǎn)生的電壓對(duì)變壓器進(jìn)行磁復(fù)位。通過選擇較小的C_r值，該復(fù)位電壓可以大于輸入電壓，使得變壓器的復(fù)位時(shí)間小于正向?qū)〞r(shí)間，從而得到一個(gè)大于50％的占空比。這樣的好處是既可以減小變換器一次側(cè)的導(dǎo)通損耗，又可以減小二次側(cè)整流二極管的電壓應(yīng)力。

    此外，由于C_r上的電壓諧振到零之后，主開關(guān)S₂才開通，所以諧振電容不會(huì)帶來額外的損耗，相反使得S₂實(shí)現(xiàn)了零電壓開通，其本身的開關(guān)損耗也大大下降了。而S₃在導(dǎo)通之前是體二極管導(dǎo)通，即S₃也是零電壓開通的，開關(guān)損耗大大減小。因此，該變換器的轉(zhuǎn)換效率要比單開關(guān)諧振復(fù)位正激變換器高得多。

4    實(shí)驗(yàn)結(jié)果

    一臺(tái)采用諧振復(fù)位雙開關(guān)正激DC/DC變換器拓?fù)涞膶?shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了該拓?fù)涞墓ぷ髟砗吞匦?。該樣機(jī)的規(guī)格和主要參數(shù)如下：

    輸入電壓V_in    250V～400V；

    輸出電壓V_o    54V；

    輸出電流I_o    0～5A；

    工作頻率f    70kHz；

    主開關(guān)S₁及S₂    STP11NM60；

    輔助開關(guān)S₃    IRF830；

    整流二極管D_R1    HER1604PT；

    續(xù)流二極管D_R2    B20200；

    變壓器T    n=40∶20，L_m=3mH，L_s=15μH；

    濾波電感L₁    30μH；

    諧振電容C_r    200pF。

    圖5是輸出4A時(shí)的主要實(shí)驗(yàn)波形。其中圖5(a)是輸入電壓為250V時(shí)，變壓器原邊的電壓波形，可以看出占空比為53％左右，證明該變換器可以工作在占空比大于50％的狀態(tài)。圖5(b)是輸入等于400V時(shí)，主開關(guān)S₁門極驅(qū)動(dòng)電壓和漏源間的電壓波形，其中漏源電壓正向平臺(tái)為400V，正好等于輸入電壓。圖5(c)是輸入等于400V時(shí)，主開關(guān)S₂門極驅(qū)動(dòng)電壓和漏源間的電壓波形，其中漏源電壓按正弦變化，其峰值為460V左右，該電壓對(duì)變壓器進(jìn)行復(fù)位。同時(shí)從圖中可以看出在門極電壓變高之前，v_ds2已經(jīng)諧振到零，S₂是零電壓開通的。圖5(d)是輸入等于400V時(shí)，輔助開關(guān)S₃門極驅(qū)動(dòng)電壓和漏源間的電壓波形，其中源漏電壓正向平臺(tái)也為400V。

    圖6給出了該變換器在不同輸入電壓，不同負(fù)載電流下的轉(zhuǎn)換效率。最高效率達(dá)到了95.3％。

(a)    v_T(V_in=250V) [!--empirenews.page--]

(b)    v_gs1 and v_ds1(V_in=400V)

(c)    v_gs2 and v_ds2(V_in=400V)

(d)    v_gs3 and v_ds3(Vin=400V)

圖5    實(shí)驗(yàn)波形

圖6    不同負(fù)載電流下的效率曲線

5    結(jié)語(yǔ)

    本文提出的諧振復(fù)位雙開關(guān)正激變換器，既繼承了諧振復(fù)位單開關(guān)正激變換器占空比可以大于50％的優(yōu)點(diǎn)，又發(fā)揮了雙開關(guān)結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)，使得兩個(gè)主開關(guān)S₁及S₂的電壓應(yīng)力分別為輸入電壓和復(fù)位電壓，而輔助開關(guān)S₃的電壓應(yīng)力為輸入電壓，從而大大減小了開關(guān)的電壓應(yīng)力。另外，該變換器的開關(guān)S₂與S₃都實(shí)現(xiàn)了ZVS，大大提高了變換器的轉(zhuǎn)換效率。因此，所推薦的諧振復(fù)位雙開關(guān)正激變換器可以用于高電壓輸入、寬變化范圍、高效率要求的場(chǎng)合。