1引言
近幾年來，隨著軟開關技術在DC/DC變換器中的應用日趨成熟，變換器的工作頻率提高了，磁性元件以及電容的體積減小了，變換器的功率密度也隨之提高了。自80年代初美國VPEC(VirginiaPowerElectronicCenter)的李澤元教授提出了軟開關技術的概念后，軟開關技術在DC/DC變換器中的應用已分別經歷了諧振開關階段、準諧振階段以及軟開關PWM階段。其中前兩個階段共有的兩大缺陷是：
(1)諧振元件處于功率傳輸?shù)闹麟娐分?，使得開關器件的電壓、電流應力增大；
(2)輸出電壓與開關頻率有關，必須采用調頻控制，因此不利于輸入、輸出濾波器的設計。
零過渡PWM技術出現(xiàn)后，受到人們廣泛的重視。零過渡PWM變換器的主要優(yōu)點是：
(1)保留了PWM技術的優(yōu)點，實現(xiàn)了恒頻控制；
(2)諧振元件與主開關并聯(lián)，不參與功率傳輸，因此使主開關的電壓、電流應力大大減小了；
(3)與以往的軟開關變換器相比，能實現(xiàn)零開關條件的電源電壓、負載變化范圍更寬。
文獻1提出的兩相ZVT(Zero?Voltage?Transition)PWMDC/DC變換器是多相技術與零電壓過渡PWM技術相結合的產物。由于使用了多相技術，減少了輸出電流的紋波，相對地增大了輸出功率。該電路的主開關是零電壓開通的，主續(xù)流二極管是零電流關斷的。
本文針對兩相ZVT?PWMBuck變換器拓撲結構的特點和工作原理，推導了電壓變換比、主開關零電壓開通條件等公式，并給出了輔助諧振電路元件參數(shù)選取的依據(jù)。仿真和實驗結果驗證了推導的正確性和參數(shù)設計的可行性。
2新型兩相ZVT?PWM變換器的拓撲結構及
工作原理
圖1所示為此變換器的拓撲結構。對這種Buck型兩相ZVT?PWM變換器而言，當一個主續(xù)流二極管導通時，輔助電路開始工作，為相應相的開關器件提供零電壓開通條件。為了使輔助電路有高的工作效率，當輔助電路開始工作時，某一相的有源開關應該處于導通狀態(tài)。換句話說，占空比D應大于0?5。否則，如圖1中所示的輔助電路處理的功率約為D>0?5時的兩倍，因而增大了輔助電路的損耗。因此，這種兩相ZVT?PWM變換器適用于需要電壓變換比高于0?5的場合。圖2所示為該電路在D>0?5時的主要波形。鑒于以上原因，以下主要對D>0?5時的工作原理以及電路特性做詳細的分析。
圖1兩相ZVT?PWMBuck變換器
D>0?5時，兩相ZVT?PWMBuck變換器的工作原理如下：t0時刻，主開關S1關斷，諧振電容C1以I01大小的電流放電，使諧振電容C1上的電壓線性下降。t1時刻，主續(xù)流二極管D1兩端電壓vD1降到0，D1開始續(xù)流。t2～t3階段，諧振電流線性上升階段。t2時刻，輔助開關Sr開通，諧振電流iLr流經Dr1，并以Vs/Lr的斜率增大。t3時刻，iLr開始大于I01，主續(xù)流二極管D1斷開，諧振電感Lr與諧振電容C1開始諧振。諧振電容C1兩端的電壓以正弦規(guī)律上升，直到上升到Vs，被主開關S1的反并聯(lián)二極管鉗位在Vs，為主開關S1創(chuàng)造零電壓開通的條件。t4～t5恒流階段，由于諧振電感Lr兩端的電壓被主開關S1的反并聯(lián)二極管鉗位為零，因此諧振電感Lr中的電流保持恒定。在此階段中的任意時刻開通主開關即為零電壓開通。但在輔助開關關斷且諧振電感電流下降到I01之前，主開關中并沒有電流流過。t5時刻，輔助開關關斷，輔助回路續(xù)流二極管Dr導通，諧振電感電流開始下降，直到下降到負載電流I01時，主開關S1中才開始有電流流過。t6時刻，主開關S1的電流由零開始線性上升，諧振電感Lr中的電流繼續(xù)線性下降，直到t7時刻下降到零。在t7～t8階段，由主開關S1和S2同時為負載提供能量。
3電路主要特性
假設電路元件均為理想元件，且輸出濾波電感LO1、LO2足夠大，可近似看為恒流源。但在實際的電路中輸出電流難免有紋波，這樣IO就會有一部分電流被CO分流，因此設流過負載電阻RO的電流IRO=IO×p（0<p<1）。
3?1電壓變換比根據(jù)電感在穩(wěn)態(tài)時的伏—秒平衡特性（VLdt=0），可推導出D>0?5時該變換器的電壓變換比M為：M=(1)
式中：F=fr/fs；
RO為負載電阻；Zr=，為諧振特征阻抗；
ta＊=ta·fr=ta/Tr。其中：fr=1/Tr=1/2π；
fs=1/Ts為開關頻率；
ta的含義如圖2中所示。
當D≤0?5時，電壓變換比可近似地用下式表示：(推導從略)(2)
式中：Taux為輔助開關的導通時間。
3?2主開關零電壓開通的條件
為了能使主開關在零電壓條件下開通，諧振電容的電壓需在主開關開通信號到來時上升到Vs，即輔助開關需提前主開關一定的時間導通，為主開關創(chuàng)造零電壓開通條件。TL≥Δt3＋Δt4=(3)
圖2D>0?5時的主要波形 [!--empirenews.page--]
式中：TL為輔助開關超前于主開關S1開通的時間，Δt3=t3－Δt2，Δt4=t4－t3(如圖2所示)。
將其歸一化，得（4）式中：為輔助開關提前于主開關開通時間的歸一化臨界值。
當D≤0?5時，使主開關零電壓開通的條件是TL≥(5)
將其歸一化，得(6)
4控制電路的實現(xiàn)
圖3為該變換器控制電路的原理圖。兩相ZVT?PWMBuck變換器兩個主開關的驅動信號相位相差180°，用兩路幅值相等、相位相反的三角波正好可以實現(xiàn)這種關系。圖3中的三角波發(fā)生器輸出兩路幅值相等相位相反的三角波1、2，它們分別與控制電壓U＊比較產生兩個主開關的控制信號，再將1、2路三角波與U＊＋ΔU(ΔU用來產生輔助開關控制信號中超前主開關的部分TL）比較，經單穩(wěn)電路和與門產生輔助開關的控制信號。
5參數(shù)設計由于；，所以對于該變換器而言，一旦選定了Zr、F，也就確定了諧振參數(shù)Lr、Cr（C1）。
對于該變換器的設計應以使M的可調范圍盡可能地大；M的線性度盡可能地好；輔助開關的電流應力盡可能地??；開關器件的損耗盡可能地小為優(yōu)化目標。
圖3控制電路原理圖
圖4F、Zr對D?M曲線的影響(a)隨F變化的D?M曲線(b)隨Zr變化的D?M曲線
圖5隨F變化的D—TLmin曲線 [!--empirenews.page--]
圖6根據(jù)仿真結果擬合成的Zr?F?總損耗曲面
圖7主開關C?E電壓(上)與諧振電感電流(下)波形
圖4所示為F、Zr對該變換器D?M曲線的影響(fs=35kHz)。其中圖4(a)所示的一族曲線是一族自上而下F由小變大的D?M曲線?？梢?，F(xiàn)越大，M的可調范圍越大。從這個角度考慮，F(xiàn)應適當?shù)卮?。圖4(b)是一族自上而下Zr由小變大的D?M曲線?？梢姡琙r越大，M的可調范圍越大，同時Zr大于某個值后對M的線性度以及M的可調范圍的影響就不是很明顯了。同時從減小諧振電感電流峰值的角度出發(fā)，Zr也應適當?shù)卮蟆?
圖5為自上而下F由小變大時的一族D?TLmin曲線?？梢钥闯觯現(xiàn)越大，為主開關提供零電壓開關條件所需輔助開關超前主開關S1開通的時間也就越短，這樣就允許占空比的可調范圍更大。
根據(jù)實驗樣機的設計指標，做一系列仿真。所得的數(shù)據(jù)用Matlab擬合成的總損耗曲面如圖6所示。
最后綜合考慮上述優(yōu)化指標，選擇Zr=100,F=10(即Lr=45?5μH,Cr=4?55nF)為實驗樣機的諧振參數(shù)，將其工程化，得到實際的諧振參數(shù)為Lr=47μH,Cr=C1=C2=4.7nF。
6實驗結果
根據(jù)前面的設計，完成了硬件電路的制作和調試。實驗電路輸入電壓Vin=200V，工作頻率fs=35kHz，將按照式(3)計算出的TL最小值留有一定裕量后作為實驗樣機的TL，TL=1?8μs,實際輸出電壓Vout=159V,負載電流IRo=6?16A，輸出功率Pout≈980W,電路工作穩(wěn)定。實驗電路的主要波形如圖7所示。
由圖7中可以看出，諧振電感電流約1μs左右上升到最大值，并保持了一段時間，這說明主開關是零電壓開通的，同時也說明根據(jù)推導出的主開關零電壓開通條件選取的TL是正確的。
7結語
本文介紹了一種更適合于大功率場合的新型兩相零過渡PWM變換器，推導了電壓變換比的解析表達式，推導了實現(xiàn)零電壓開關的條件，并設計了該變換器的控制電路，利用仿真合理地選擇電路參數(shù)后，通過實驗結果證明了推導的正確性和參數(shù)選擇的可行性。
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