為了優(yōu)化性能，高亮LED需用電流源而非電壓源來驅動。本文我們將了解一種恒流LED驅動方案，它可以用于驅動一條串聯(lián)的LED串。
為了驅動LED串，我們采用改進后的降壓-增壓轉換器電源拓撲，將LED串置于DC-DC轉換器輸出端和輸入電壓源之間。運用這種連接方式，可以為LED串提供低于或高于輸入的驅動電壓。
雖然LED串兩端的電壓存在降壓-增壓轉換器提供的直流增益，但其輸入電流是非脈動方式，這不同于典型的降壓-增壓轉換器的脈動輸入電流，非脈動電流有效降低了EMI。本文所討論的PWM控制器采用平均電流控制模式。
圖1所示LED驅動器有如下直流特性：
(1)
由于
，
此處D為占空比
(2)
在平均電流控制模式下，輸入電流由輸入電壓返回環(huán)路的檢流電阻檢測(圖2)。該電壓送入電流誤差放大器(CEA)的反相輸入端。放大器的同相輸入端連至電流控制電壓。誤差信號經過放大器放大后，驅動PWM比較器的輸入端，與開關頻率的斜坡信號進行比較。電流環(huán)路的增益帶寬特性可通過CEA附近的補償網絡進行優(yōu)化。
電流環(huán)路補償設計
業(yè)內已經有多種集成驅動方案，為了幫助用戶選擇方案，我們對MAX16818集成控制系統(tǒng)進行了檢驗。這個平均電流模式控制器利用跨導放大器(transcONductance amplifier)放大電流誤差信號。檢流電阻兩端的電壓由內部放大器放大34.5倍，電流誤差放大器的跨導是550 uS，鋸齒波信號峰值為2V。該電路中，輸入電流在返回通路上由電阻Rs檢測(圖3)。
圖3：利用MAX16818(內部電流環(huán)路)構建的高亮LED驅動器。
電流檢測電阻值由平均電流極限設置，LED支路的最大電壓為：
此處n是LED的數(shù)目，Vfm(If)是LED在滿負荷電流If下的最大壓降。
最大輸入功率為Pmax = VLED(max) ×IfVLED(max) ×I f，效率為η。因而，最大輸入電流為：
(1)
最小平均電流閥值為24mV，因而，電流檢測電阻值為：
(2)
為了避免控制器的PWM比較器輸出自激，比較器反相輸入信號的斜率應小于同相輸入的鋸齒波斜率。鋸齒波斜率為Vs×fs，電流誤差放大器的增益為GCA。
(3)
式中，gm是CEA跨導，放大器輸出為PWM比較器的反相輸入。PWM比較器的同相輸入是鋸齒波，峰值為Vs、開關頻率為fs。這是電流誤差放大器從Rs檢流電壓到放大器輸出在高頻端的交流增益，頻率低于補償電容Cp產生的極點。這是PWM比較器敏感頻點處的增益。
電流誤差放大器的最大增益GCA由下式(4)決定：
(4)
VLED(max)/L是輸入電流的下降斜率。
從等式(4)我們可以得出Rc的最大值為：
(5)
由RcCc決定的零點頻率要低于電流環(huán)路的交越頻率fc(crossover frequency)，且要留有足夠的相位余量，這是確定Cc值的標準。LED驅動器功率電路的小信號等效模型由下面推導的公式表示。
升壓調節(jié)器電流環(huán)路的小信號控制到輸出增益，即從CEA輸出vca到Rs電壓vRs的表達式為：
(6)
式中：Rs為電流檢測電阻，L為輸入電感值
Il是電感的直流電流[!--empirenews.page--]
VIN是直流輸入電壓
VLED是LED支路的總直流電壓
輸入電流部分的總開環(huán)增益為(6)式和(3)式的乘積，將乘積設為1，計算環(huán)路的交越頻率為：
(7)
將式(5)中的Rc最大值帶入式(7)，交越頻率最大值fcmax為
(8)
電流環(huán)路設計完成后，可以設計外部電壓回路。
設計范例
以下提供了一個典型設計范例，3條LED串聯(lián)支路，輸入電壓范圍為7V~28V，開關頻率為600KHz，電感為5.1uH。該例所需最大輸出電流為1.2A，LED數(shù)為1到4只，LED支路的最大壓降為18V，總輸出功率為Pmax = 21.6 W。假定效率為90％，我們可以計算出最大輸入電流為3.428A。如果設定檢流電阻為0.007Ω，Rc最大值可以由式(5)求得：
我們可選擇小于Rcmax的Rc，Rc=2kΩ。對于18V的輸出，由式(8)求出
。需設定零點頻率fz低于fcmax，本例中，我們選擇Cc為2200pf。所以，零點頻率為
；
極點頻率需高于2倍開關頻率，這里我們選擇Cp為4 pf，得到fp為1.693 MHz。
LED可以建模為一個電壓源串聯(lián)一個電阻，在該模型中，每個LED等效為3.15V電壓源串聯(lián)一個0.6Ω的電阻。如果我們將3只LED串聯(lián)，那么，總的電壓源電壓為9.45V，總阻抗為1.8Ω。如果輸入為9V，3只LED串聯(lián)，則交越頻率為
。
圖4a是PSIM仿真電路，圖4b為仿真結果。
圖4a：buck-booST LED驅動器內部平均電流模式環(huán)路的仿真電路。
圖4b：圖5a的仿真結果
LED電流檢測
高邊LED電流檢測使用電流檢測放大器檢測LED電流，把電流信號轉換成以地為參考的電壓。MAX4073可以完成這項工作。電路中，內部電流環(huán)路的總開環(huán)增益可通過加入一個交流掃描電源(圖4a)測量。仿真得到電流環(huán)路的交越頻率為85.5kHz，與計算值82.445kHz(圖4b)很接近。
如果在Vout引腳和GND之間沒有任何電阻，MAX4073T的實際電壓增益 為20。該增益可以通過Vout引腳和GND之間的外部電阻調節(jié)。高邊電流放大器的帶寬為1.8MHz。II類補償就足以補償電壓環(huán)路，并在整個工作范圍內保持LED驅動的穩(wěn)定性。也可以用一臺網絡分析儀優(yōu)化電壓環(huán)路的II類補償，其交越頻率應遠低于平均電流模式控制環(huán)路的交越頻率。
PWM調光控制
LED亮度可以通過PWM信號控制，這種方法通過調整驅動器的導通時間控制LED的輸出電流。模擬調光改變的是LED驅動器的模擬輸出電流，會導致色彩失真。所以，PWM調光是調節(jié)LED亮度的理想方式。采用PWM調光方式時，LED驅動器的導通時間可調，其占空比近似等效于顯示器亮度，即100％占空比對應最大亮度。也可以利用PWM調光方案從零到滿負荷調節(jié)LED電流，但由于控制環(huán)路速度太慢，無法實現(xiàn)較寬的亮度調節(jié)范圍。對電路進行改進，可以獲得快速響應，利用MAX16818就可以實現(xiàn)這樣的PWM調光控制環(huán)路。
當PWM調光信號變低時，通過斷開與LED串聯(lián)的開關迅速降低LED電流到零。同時，用于驅動開關MOSFET的柵極驅動器通過短接MAX16818的CLP引腳被關閉，通過導通Q1完成該操作。同時，與外部電壓環(huán)路中補償器件串聯(lián)的開關(Q3)開路，從而保持外部電壓環(huán)路補償電容的電壓。將CLP引腳短路到地可以立即將輸入電流降至零。因為平均電流控制模式有很高的交越頻率：
所以，不需要將一個開關與內部環(huán)路電流的補償電容串聯(lián)。一旦PWM調光信號變高，CLP引腳的開關斷開，而與外部電壓補償電路串聯(lián)的開關導通，打開LED串聯(lián)開關允許LED電流流過。通過這種方式，控制環(huán)路可以恢復到斷開LED電流通路前的狀態(tài)，快速恢復LED電流，而且電流過沖非常小。LED驅動器的完整原理圖如圖5所示。
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圖5：降壓-升壓LED驅動器原理圖。
圖5中的LED驅動器輸入電壓為7V至28V，LED電流通過電位器R2在0.4A到1.2A范圍內調節(jié)。LED支路可以串聯(lián)1到4只LED。圖6提供了一個亮度調節(jié)過程的例子。LED電流具有較快的上升和下降時間，當PWM調光信號變高時，對于0.8A的LED電流會有小于100mA的過沖。
圖6a：PWM調光過程中，LED電流的上升過程(Vin = 7 V，I = 0.8 A，3只LED串聯(lián)) ( Ch1：PWM調光信號；Ch4：LED 電流)
圖6a中，3只串聯(lián)LED的電流為0.8A，輸入電壓為7V。示波器通道1為PWM調光信號，通道4為LED電流，該電流在PWM信號變高時會增大。圖6b中，當PWM信號關斷時，LED電流降為0。圖7a和圖7b采用了相同設置，唯一區(qū)別是輸入電壓為14V。
圖6b：PWM調光過程中，LED電流的下降過程 ( Ch1：PWM調光信號；Ch2：LED 電流)
從上述測試結果可以看出，平均電流控制模式能夠理想用于LED驅動。同時，也可以方便地對該電路加以改進，使PWM亮度控制電路可以實現(xiàn)較高的調光比。
圖7a：PWM調光過程中，LED電流的上升過程 (Vin = 14 V，I = 0.8 A，3只LED串聯(lián))( Ch1：PWM調光信號；Ch4：LED 電流)
圖7b：PWM調光過程中，LED電流的下降中 ( Ch1：PWM調光信號；Ch4：LED 電流)
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