工程師不可不知的開關電源關鍵設計（六）

電子發(fā)燒友網訊：牽涉到開關電源技術設計或分析成為電子工程師的心頭之痛已是不爭的事實，推出《工程師不可不知的開關電源關鍵設計》系列六和工程師們一起分享，請各位繼續(xù)關注后續(xù)章節(jié)。

　　一、理想24VDC-220VDC車載開關電源設計方案

　　摘要：為了適應車載用電設備的需求，采用推挽逆變-高頻變壓-全橋整流方案設計了24VDC輸入-220VDC輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法給出了高頻推挽變壓器的設計過程。在詳細分析推挽逆變工作原理的基礎上，給出了實際設計中的注意事項。實驗結果表明該方案是一種理想的車載DC-DC變換器設計方案。

　　隨著現代汽車用電設備種類的增多，功率等級的增加，所需要電源的型式越來越多，包括交流電源和直流電源。這些電源均需要采用開關變換器將蓄電池提供的+12VDC或+24VDC的直流電壓經過DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC，后級再經過DC-AC變換器轉換為工頻交流電源或變頻調壓電源。對于前級DC-DC變換器，又包括高頻DC-AC逆變部分、高頻變壓器和AC-DC整流部分，不同的組合適應不同的輸出功率等級，變換性能也有所不同。推挽逆變電路以其結構簡單、變壓器磁芯利用率高等優(yōu)點得到了廣泛應用，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場合；同時全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點，因此本文采用推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流方案，設計了24VDC輸入-220VDC 輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法設計相應的推挽變壓器。

　　1、推挽逆變的工作原理

　　圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓撲。通過控制兩個開關管S1和S2以相同的開關頻率交替導通，且每個開關管的占空比d均小于50%，留出一定死區(qū)時間以避免S1和S2同時導通。由前級推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓，送至高頻變壓器原邊，并通過變壓器耦合，在副邊得到交流高頻高電壓，再經過由反向快速恢復二極管FRD構成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開關管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2UI，而電流則是額定電流，所以， 推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場合。

　　

　　當S1開通時，其漏源電壓 uDS1只是一個開關管的導通壓降，在理想情況下可假定 uDS1=0，而此時由于在繞組中會產生一個感應電壓，并且根據變壓器初級繞組的同名端關系，該感應電壓也會疊加到關斷的S2上，從而使S2在關斷時承受的電壓是輸入電壓與感應電壓之和約為2UI.在實際中，變壓器的漏感會產生很大的尖峰電壓加在S2 兩端，從而引起大的關斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限制，不是很高。在S1和S2 的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱為吸收電路，用來抑制尖峰電壓的產生。并且為了給能量回饋提供反饋回路，在S1和S2 兩端都反并聯上續(xù)流二極管FWD。

　　2、開關變壓器的設計

　　采用面積乘積（AP）法進行設計。對于推挽逆變工作開關電源，原邊供電電壓UI=24V，副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V，輸出電流IO=3A，開關頻率fs=25kHz，初定變壓器效率η=0.9，工作磁通密度Bw=0.3T.

　?。?）計算總視在功率PT.設反向快速恢復二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

　　

　　

　　

　　

　　3、推挽逆變的問題分析

　　3.1能量回饋

　　主電路導通期間，原邊電流隨時間而增加，導通時間由驅動電路決定。

　　圖2（a）為S1導通、S2關斷時的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經過S1流入電源UI負極，即地，此時FWD1不導通；當S1關斷時，S2未導通之前，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，并通過變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時與S2并聯的能量恢復二極管FWD2還未導通，電路中并沒有電流流過，直到在變壓器原邊繞組上產生上正下負的感生電壓。如圖2（b）；FWD2導通，把反激能量反饋到電源中去，如圖2（c），箭頭指向為能量回饋的方向。

　　

　　3.2各點波形分析

　　當某一PWN信號的下降沿來臨時，其控制的開關元件關斷，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，漏極產生沖擊電壓，大于2UI，因為加入了RC緩沖電路，使其最終穩(wěn)定在2UI附近。

　　

　　當S1的PWN 信號下降沿來臨，S1關斷，漏極產生較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯的反饋能量二極管FWD2導通，形成能量回饋回路，此時S2漏極產生較高的沖擊電流，見圖4。

　　

　　4、實驗與分析

　　4.1 原理設計

　　圖5為簡化后的主電路。輸入24V 直流電壓，經過大電容濾波后，接到推挽變壓器原邊的中間抽頭。變壓器原邊另外兩個抽頭分別接兩個全控型開關器件IGBT，并在此之間加入RC吸收電路，構成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經全橋整流，大電容濾波得到220V直流電壓。并通過分壓支路得到反饋電壓信號UOUT。

　　

　　以CA3524芯片為核心，構成控制電路。通過調節(jié)6、7管腳間的電阻和電容值來調節(jié)全控型開關器件的開關頻率。12、13 管腳輸出PWM脈沖信號，并通過驅動電路，分別交替控制兩個全控型開關器件。電壓反饋信號輸入芯片的1管腳，通過調節(jié)電位器P2給2管腳輸入電壓反饋信號的參考電壓，并與9管腳COM端連同CA3524內部運放一起構成PI調節(jié)器，調節(jié)PWM脈沖占空比，以達到穩(wěn)定輸出電壓220V的目的。

　　4.2 結果與分析

　　實驗結果表面，輸出電壓穩(wěn)定在220V，紋波電壓較小。最大輸出功率能達到近600W，系統(tǒng)效率基本穩(wěn)定在80%，達到預期效果。其中，由于IGBT效率損耗較大導致系統(tǒng)效率偏低，考慮如果采用損耗較小的MOSFET，系統(tǒng)效率會至少上升10%~15%.

　　注意事項：

　　（1） 變壓器初級繞組在正、反兩個方向激勵時，由于相應的伏秒積不相等，會使磁芯的工作磁化曲線偏離原點，這一偏磁現象與開關管的選擇有關，原因是開關管反向恢復時間的不同》 可導致伏秒積的不同。

　?。?）實驗中，隨著輸入電壓的微幅增高，系統(tǒng)損耗隨之增大，主要原因是變壓器磁芯產生較大的渦流損耗，系統(tǒng)效率有所下降。減小渦流損耗的措施主要有：減小感應電勢，如采用鐵粉芯材料；增加鐵心的電阻率，如采用鐵氧體材料；加長渦流所經的路徑，如采用硅鋼片或非晶帶。

　　

　　5、結論

　　推挽電路特別適用于低壓大電流輸入的中小功率場合，并利用AP法設計了一種高頻推挽變壓器。實驗結果表明推挽逆變-高頻變壓-全橋整流的方案達到了預期的效果，使輸出電壓穩(wěn)定在220V并具有一定的輸出硬度，效率達到80%，為現代汽車電源的發(fā)展提供了一定的發(fā)展空間。

二、開關電源保護電路的研究

　　1引言

　　評價開關電源的質量指標應該是以安全性、可靠性為第一原則。在電氣技術指標滿足正常使用要求的條件下，為使電源在惡劣環(huán)境及突發(fā)故障情況下安全可靠地工作，必須設計多種保護電路，比如防浪涌的軟啟動，防過壓、欠壓、過熱、過流、短路、缺相等保護電路。同時，在同一開關電源電路中，設計多種保護電路的相互關聯和應注意的問題也要引起足夠的重視。

　　2 防浪涌軟啟動電路

　　開關電源的輸入電路大都采用電容濾波型整流電路，在進線電源合閘瞬間，由于電容器上的初始電壓為零，電容器充電瞬間會形成很大的浪涌電流，特別是大功率開關電源，采用容量較大的濾波電容器，使浪涌電流達100A以上。在電源接通瞬間如此大的浪涌電流，重者往往會導致輸入熔斷器燒斷或合閘開關的觸點燒壞，整流橋過流損壞；輕者也會使空氣開關合不上閘［4］。上述現象均會造成開關電源無法正常工作，為此幾乎所有的開關電源都設置了防止流涌電流的軟啟動電路，以保證電源正常而可靠運行。防浪涌軟啟動電路通常有晶閘管保護法和繼電器保護法兩大類。

　?。?） 晶閘管保護法

　　圖1是采用晶閘管V和限流電阻R1組成的防浪涌電流電路。在電源接通瞬間，輸入電壓經整流橋（D1～D4）和限流電阻R1對電容器C充電，限制浪涌電流。當電容器C充電到約80%額定電壓時，逆變器正常工作。經主變壓器輔助繞組產生晶閘管的觸發(fā)信號，使晶閘管導通并短路限流電阻R1，開關電源處于正常運行狀態(tài)。

　　

　　圖1采用晶閘管和限流電阻組成的防浪涌電流電路

　?。?）繼電器保護法

　　

　　圖2是采用繼電器K和限流電阻R1構成的防浪涌電流電路。電源接通瞬間，輸入電壓經整流（D1～D4）和限流電阻R1對濾波電容器C1充電，防止接通瞬間的浪涌電流，同時輔助電源Vcc經電阻R2對并接于繼電器K線包的電容器C2充電，當C2上的電壓達到繼電器K的動作電壓時，K動作，其觸點K1.1閉合而旁路限流電阻R1，電源進入正常運行狀態(tài)。限流的延遲時間取決于時間常數（R2C2），通常選取為0.3～0.5s。為了提高延遲時間的準確性及防止繼電器動作抖動振蕩，延遲電路可采用圖3所示電路替代R2C2延遲電路。

　　3 過壓、欠壓及過熱保護電路

　　進線電源過壓及欠壓對開關電源造成的危害，主要表現在器件因承受的電壓及電流能力超出正常使用的范圍而損壞，同時因電氣性能指標被破壞而不能滿足要求。因此對輸入電源的上限和下限要有所限制，為此采用過壓、欠壓保護以提高電源的可靠性和安全性。

　　溫度是影響電源設備可靠性的最重要因素。根據有關資料分析表明［5］，電子元器件溫度每升高2℃，可靠性下降10%，溫升50℃時的工作壽命只有溫升25℃時的1/6，為了避免功率器件過熱造成損壞，在開關電源中亦需要設置過熱保護電路。

　　

　　圖4　 過壓、欠壓、過熱保護電路

　　圖4是僅用一個4比較器LM339及幾個分立元器件構成的過壓、欠壓、過熱保護電路。取樣電壓可以直接從輔助控制電源整流濾波后取得，它反映輸入電源電壓的變化，比較器共用一個基準電壓，N1.1為欠壓比較器，N1.2為過壓比較器，調整R1可以調節(jié)過、欠壓的動作閾值。N1.3為過熱比較器，RT為負溫度系數的熱敏電阻，它與R7構成分壓器，緊貼于功率開關器件IGBT的表面，溫度升高時，RT阻值下降，適當選取R7的阻值，使N1.3在設定的溫度閾值動作。N1.4用于外部故障應急關機，當其正向端輸入低電平時，比較器輸出低電平封鎖PWM驅動信號。由于4個比較器的輸出端是并聯的，無論是過壓、欠壓、過熱任何一種故障發(fā)生，比較器輸出低電平，封鎖驅動信號使電源停止工作，實現保護。如將電路稍加變動，亦可使比較器輸出高電平封鎖驅動信號。

　　4 缺相保護電路

　　由于電網自身原因或電源輸入接線不可靠，開關電源有時會出現缺相運行的情況，且掉相運行不易被及時發(fā)現。當電源處于缺相運行時，整流橋某一臂無電流，而其它臂會嚴重過流造成損壞，同時使逆變器工作出現異常，因此，必須對缺相進行保護。檢測電網缺相通常采用電流互感器或電子缺相檢測電路。由于電流互感器檢測成本高、體積大，故開關電源中一般采用電子缺相保護電路。圖5是一個簡單的缺相保護電路。三相平衡時，R1～R3結點H電位很低，光耦合輸出近似為零電平。當缺相時，H點電位抬高，光耦輸出高電平，經比較器進行比較，輸出低電平，封鎖驅動信號。比較器的基準可調，以便調節(jié)缺相動作閾值。該缺相保護適用于三相四線制，而不適用于三相三線制。電路稍加變動，亦可用高電平封鎖PWM信號。

　　

　　圖5　三相四線制的缺相保護電路

　　圖6是一種用于三相三線制電源缺相保護電路，A、B、C缺任何一相，光耦器輸出電平低于比較器的反相輸入端的基準電壓，比較器輸出低電平，封鎖PWM驅動信號，關閉電源。比較器輸入極性稍加變動，亦可用高電平封鎖PWM信號。這種缺相保護電路采用光耦隔離強電，安全可靠，RP1、RP2用于調節(jié)缺相保護動作閾值。

　　

　　圖6 三相三線制的缺相保護電路

　　5 短路保護

　　開關電源同其它電子裝置一樣，短路是最嚴重的故障，短路保護是否可靠，是影響開關電源可靠性的重要因素。IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）兼有場效應晶體管輸入阻抗高、驅動功率小和雙極型晶體管電壓、電流容量大及管壓降低的特點，是目前中、大功率開關電源最普遍使用的電力電子開關器件［6］。IGBT能夠承受的短路時間取決于它的飽和壓降和短路電流的大小，一般僅為幾μs至幾十μs。短路電流過大不僅使短路承受時間縮短，而且使關斷時電流下降率 過大，由于漏感及引線電感的存在，導致IGBT集電極過電壓，該過電壓可使IGBT鎖定失效，同時高的過電壓會使IGBT擊穿。因此，當出現短路過流時，必須采取有效的保護措施。

　　為了實現IGBT的短路保護，則必須進行過流檢測。適用IGBT過流檢測的方法，通常是采用霍爾電流傳感器直接檢測IGBT的電流Ic，然后與設定的閾值比較，用比較器的輸出去控制驅動信號的關斷；或者采用間接電壓法，檢測過流時IGBT的電壓降Vce，因為管壓降含有短路電流信息，過流時Vce增大，且基本上為線性關系，檢測過流時的Vce并與設定的閾值進行比較，比較器的輸出控制驅動電路的關斷。

　　在短路電流出現時，為了避免關斷電流的 過大形成過電壓，導致IGBT鎖定無效和損壞，以及為了降低電磁干擾，通常采用軟降柵壓和軟關斷綜合保護技術。

　　在設計降柵壓保護電路時，要正確選擇降柵壓幅度和速度，如果降柵壓幅度大（比如7.5V），降柵壓速度不要太快，一般可采用2μs下降時間的軟降柵壓，由于降柵壓幅度大，集電極電流已經較小，在故障狀態(tài)封鎖柵極可快些，不必采用軟關斷；如果降柵壓幅度較小（比如5V以下），降柵速度可快些，而封鎖柵壓的速度必須慢，即采用軟關斷，以避免過電壓發(fā)生。

　　為了使電源在短路故障狀態(tài)不中斷工作，又能避免在原工作頻率下連續(xù)進行短路保護產生熱積累而造成IGBT損壞，采用降柵壓保護即可不必在一次短路保護立即封鎖電路，而使工作頻率降低（比如1Hz左右），形成間歇“打嗝”的保護方法，故障消除后即恢復正常工作。下面是幾種IGBT短路保護的實用電路及工作原理。

　?。?）利用IGBT的Vce設計過流保護電路

　　

　　圖7　 采用IGBT過流時Vce增大的原理進行保護

　　圖7是利用IGBT過流時Vce增大的原理進行保護的電路，用于專用驅動器EXB841。EXB841內部電路能很好地完成降柵及軟關斷，并具有內部延遲功能，以消除干擾產生的誤動作。含有IGBT過流信息的Vce不直接送至EXB841的集電極電壓監(jiān)視腳6，而是經快速恢復二極管VD1，通過比較器IC1輸出接至EXB841的腳6，其目的是為了消除VD1正向壓降隨電流不同而異，采用閾值比較器，提高電流檢測的準確性。如果發(fā)生過流，驅動器EXB841的低速切斷電路慢速關斷IGBT，以避免集電極電流尖峰脈沖損壞IGBT器件。

　?。?）　利用電流傳感器設計過流保護電路

　　

　　圖8　利用電流傳感器進行過流保護

　　圖8（a）是利用電流傳感器進行過流檢測的IGBT保護電路，電流傳感器（SC）初級（1匝）串接在IGBT的集電極電路中，次級感應的過流信號經整流后送至比較器IC1的同相輸入端，與反相端的基準電壓進行比較，IC1的輸出送至具有正反饋的比較器IC2，其輸出接至PWM控制器UC3525的輸出控制腳10。不過流時，VAVref，VB為高電平，C3充電使VC》Vref，IC2輸出高電平（大于1.4V），關閉PWM控制電路。因無驅動信號，IGBT關閉，而電源停止工作，電流傳感器無電流流過，使VA參數，使PWM驅動信號關閉時間t2》》t1，可保證電源進入睡眠狀態(tài)。正反饋電阻R7保證IC2只有高、低電平兩種狀態(tài)，D5，R1，C3充放電電路，保證IC2輸出不致在高、低電平之間頻繁變化，即IGBT不致頻繁開通、關斷而損壞。

　?。?）　綜合過流保護電路

　　圖9是利用IGBT（V1）過流集電極電壓檢測和電流傳感器檢測的綜合保護電路，電路工作原理是：負載短路（或IGBT因其它故障過流）時，V1的Vce增大，V3門極驅動電流經R2，R3分壓器使V3導通，IGBT柵極電壓由VD3所限制而降壓，限制IGBT峰值電流幅度，同時經R5C3延遲使V2導通，送去軟關斷信號。另一方面，在短路時經電流傳感器檢測短路電流，經比較器IC1輸出的高電平使V3導通進行降柵壓，V2導通進行軟關斷。

　　此外，還可以應用檢測IGBT集電極電壓的過流保護原理，采用軟降柵壓、軟關斷及降低工作頻率保護技術的短路保護電路［7、8］，這里不作祥細介紹了，有興趣的讀者請參考文獻［1］。開關電源保護功能雖屬電源裝置電氣性能要求的附加功能，但在惡劣環(huán)境及意外事故條件下，保護電路是否完善并按預定設置工作，對電源裝置的安全性和可靠性至關重要。驗收技術指標時，應對保護功能進行驗證。

　　開關電源的保護方案和電路結構具有多樣性，但對具體電源裝置而言，應選擇合理的保護方案和電路結構，以使得在故障條件下真正有效地實現保護。

　　

　　圖9　　綜合過流保護電路

　　6 結束語

　　開關電源保護功能雖屬電源裝置電氣性能要求的附加功能，但在惡劣環(huán)境及意外事故條件下，保護電路是否完善并按預定設置工作，對電源裝置的安全性和可靠性至關重要。驗收技術指標時，應對保護功能進行驗證。

　　開關電源的保護方案和電路結構具有多樣性，但對具體電源裝置而言，應選擇合理的保護方案和電路結構，以使得在故障條件下真正有效地實現保護。

　　開關電源保護電路設計完成后，必須先對開關電源進行老化實驗，再驗證各種保護電路的功能。

　　三、開關電源的穩(wěn)定性設計

　　引言

　　眾所周知，任何閉環(huán)系統(tǒng)在增益為單位增益，且內部隨頻率變化的相移為360°時，該閉環(huán)控制系統(tǒng)都會存在不穩(wěn)定的可能性。因此幾乎所有的開關電源都有一個閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)，從而能獲得較好的性能。在負反饋系統(tǒng)中，控制放大器的連接方式有意地引入了180°相移，如果反饋的相位保持在180°以內，那么控制環(huán)路將總是穩(wěn)定的。當然，在現實中這種情況是不會存在的，由于各種各樣的開關延時和電抗引入了額外的相移，如果不采用適合的環(huán)路補償，這類相移同樣會導致開關電源的不穩(wěn)定。

　　1 穩(wěn)定性指標

　　衡量開關電源穩(wěn)定性的指標是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指：增益降到0dB時所對應的相位。增益裕度是指：相位為零時所對應的增益大?。▽嶋H是衰減）。在實際設計開關電源時，只在設計反激變換器時才考慮增益裕度，設計其它變換器時，一般不使用增益裕度。

　　在開關電源設計中，相位裕度有兩個相互獨立作用：一是可以阻尼變換器在負載階躍變化時出現的動態(tài)過程；另一個作用是當元器件參數發(fā)生變化時，仍然可以保證系統(tǒng)穩(wěn)定。相位裕度只能用來保證“小信號穩(wěn)定”。在負載階躍變化時，電源不可避免要進入“大信號穩(wěn)定”范圍。工程中我們認為在室溫和標準輸入、正常負載條件下，環(huán)路的相位裕度要求大于45°。在各種參數變化和誤差情況下，這個相位裕度足以確保系統(tǒng)穩(wěn)定。如果負載變化或者輸入電壓范圍變化非常大，考慮在所有負載和輸入電壓下環(huán)路和相位裕度應大于30°。

　　如圖l所示為開關電源控制方框示意圖，開關電源控制環(huán)路由以下3部分構成。

　?。?）功率變換器部分，主要包含方波驅動功率開關、主功率變壓器和輸出濾波器；

　?。?）脈沖寬度調節(jié)部分，主要包含PWM脈寬比較器、圖騰柱功率放大；

　?。?）采樣、控制比較放大部分，主要包含輸出電壓采樣、比較、放大（如TL431）、誤差放大傳輸（如光電耦合器）和PWM集成電路內部集成的電壓比較器（這些放大器的補償設計最大程度的決定著開關電源系統(tǒng)穩(wěn)定性，是設計的重點和難點）。

　　

　　2 穩(wěn)定性分析

　　如圖1所示，假如在節(jié)點A處引入干擾波。此方波所包含的能量分配成無限列奇次諧波分量。如果檢測到真實系統(tǒng)對不斷增大的諧波有響應，則可以看出增益和相移也隨著頻率的增加而改變。如果在某一頻率下增益等于l且總的額外相移為180°（此相移加上原先設定的180°相移，總相移量為360°），那么將會有足夠的能量返回到系統(tǒng)的輸入端，且相位與原相位相同，那么干擾將維持下去，系統(tǒng)在此頻率下振蕩。如圖2所示，通常情況下，控制放大器都會采用反饋補償元器件Z2減少更高頻率下的增益，使得開關電源在所有頻率下都保持穩(wěn)定。

　　

　　波特圖對應于小信號（理論上的小信號是無限小的）擾動時系統(tǒng)的響應；但是如果擾動很大，系統(tǒng)的響應可能不是由反饋的線性部分決定的，而可能是由非線性部分決定的，如運放的壓擺率、增益帶寬或者電路中可能達到的最小、最大占空比等。當這些因素影響系統(tǒng)響應時，原來的系統(tǒng)就會表現為非線性，而且傳遞函數的方法就不能繼續(xù)使用了。因此，雖然小信號穩(wěn)定是必須滿足的，但還不足以保證電源的穩(wěn)定工作。因此，在設計電源環(huán)路補償時，不但要考慮信號電源系統(tǒng)的響應特性，還要處理好電源系統(tǒng)的大信號響應特性。電源系統(tǒng)對大信號響應特性的優(yōu)劣可以通過負載躍變響應特性和輸入電壓躍變響應特性來判斷，負載躍變響應特性和輸入電壓躍變響應特性存在很強的連帶關系，負載躍變響應特性好，則輸入電壓躍變響應特性一定好。

　　對開關電源環(huán)路穩(wěn)定性判據的理論分析是很復雜的，這是因為傳遞函數隨著負載條件的改變而改變。各種不同線繞功率元器件的有效電感值通常會隨著負載電流而改變。此外，在考慮大信號瞬態(tài)的情況下，控制電路工作方式轉變?yōu)榉蔷€性工作方式，此時僅用線性分析將無法得到完整的狀態(tài)描述。下面詳細介紹通過對負載躍變瞬態(tài)響應波形分析來判斷開關電源環(huán)路穩(wěn)定性。

3 穩(wěn)定性測試

　　測試條件：

　?。?）無感電阻；

　?。?）負載變化幅度為10％~100％；

　?。?）負載開關頻率可調（在獲得同樣理想響應波形的條件下，開關頻率越高越好）；

　　（4）限定負載開關電流變化率為5A／μs或者2A/μs，沒有聲明負載電流大小和變化率的瞬態(tài)響應曲線圖形無任何意義。

　　圖3（a）為瞬變負載波形。

　　圖3（b）為阻尼響應，控制環(huán)在瞬變邊緣之后帶有振蕩。說明擁有這種響應電源的增益裕度和相位裕度都很小，且只能在某些特定條件下才能穩(wěn)定。因此，要盡量避免這種類型的響應，補償網絡也應該調整在稍低的頻率下滑離。

　　圖3（c）為過阻尼響應，雖然比較穩(wěn)定，但是瞬態(tài)恢復性能并非最好?；x頻率應該增大。

　　圖3（d）為理想響應波形，接近最優(yōu)情況，在絕大多數應用中，瞬態(tài)響應穩(wěn)定且性能優(yōu)良，增益裕度和相位裕度充足。

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　　對于正向和負向尖峰，對稱的波形是同樣需要的，因此從它可以看出控制部分和電源部分在控制內有中心線，且在負載的增大和減少的情況下它們的擺動速率是相同的。

　　上面介紹了開關電源控制環(huán)路的兩個穩(wěn)定性判據，就是通過波特圖判定小信號下開關電源控制環(huán)路的相位裕度和通過負載躍變瞬態(tài)響應波形判定大信號下開關電源控制環(huán)路的穩(wěn)定性。下面介紹四種控制環(huán)路穩(wěn)定性的設計方法。

　　4 穩(wěn)定性設計方法

　　4．1 分析法

　　根據閉環(huán)系統(tǒng)的理論、數學及電路模型進行分析（計算機仿真）。實際上進行總體分析時，要求所有的參數要精確地等于規(guī)定值是不大可能的，尤其是電感值，在整個電流變化范圍內，電感值不可能保持常數。同樣，能改變系統(tǒng)線性工作的較大瞬態(tài)響應也是很難預料到的。

　　4．2 試探法

　　首先測量好脈寬調整器和功率變換器部分的傳遞特性，然后用“差分技術”來確定補償控制放大器所必須具有的特性。

　　要想使實際的放大器完全滿足最優(yōu)特性是不大可能的，主要的目標是實現盡可能地接近。具體步驟如下：

　?。?）找到開環(huán)曲線中極點過零處所對應的頻率，在補償網絡中相應的頻率周圍處引入零點，那么在直到等于穿越頻率的范圍內相移小于315°（相位裕度至少為45°）；

　?。?）找到開環(huán)曲線中EsR零點對應的頻率，在補償網絡中相應的頻率周圍處引入極點（否則這些零點將使增益特性變平，且不能按照期望下降）；

　?。?）如果低頻增益太低，無法得到期望的直流校正那么可以引入一對零極點以提高低頻下的增益。

　　大多數情況下，需要進行“微調”，最好的辦法是采用瞬態(tài)負載測量法。

　　4. 3 經驗法

　　采用這種方法，是控制環(huán)路采用具有低頻主導極點的過補償控制放大器組成閉環(huán)來獲得初始穩(wěn)定性。然后采用瞬時脈沖負載方法來補償網絡進行動態(tài)優(yōu)化，這種方法快而有效。其缺點是無法確定性能的最優(yōu)。

　　4．4 計算和測量結合方法

　　綜合以上三點，主要取決于設計人員的技能和經驗。

　　對于用上述方法設計完成的電源可以用下列方法測量閉環(huán)開關電源系統(tǒng)的波特圖，測量步驟如下。

　　如圖4所示為測量閉環(huán)電源系統(tǒng)波特圖的增益和相位時采用的一個常用方法，此方法的特點是無需改動原線路。

　　

　　如圖4所示，振蕩器通過變壓器T1引入一個很小的串聯型電壓V3至環(huán)路。流入控制放大器的有效交流電壓由電壓表V1測量，輸出端的交流電壓則由電壓表V2測量（電容器C1和C2起隔直流電流的作用）。V2/V1（以分貝形式）為系統(tǒng)的電壓增益。相位差就是整個環(huán)路的相移（在考慮到固定的180°負反饋反相位之后）。

　　輸入信號電平必須足夠小，以使全部控制環(huán)路都在其正常的線性范圍內工作。

　　4．5 測量設備

　　波特圖的測量設備如下：

　?。?）一個可調頻率的振蕩器V3，頻率范圍從10Hz（或更低）到50kHz（或更高）；

　?。?）兩個窄帶且可選擇顯示峰值或有效值的電壓表V1和V2，其適用頻率與振蕩器頻率范圍相同；

　?。?）專業(yè)的增益及相位測量儀表。

　　測試點的選擇：理論上講，可以在環(huán)路的任意點上進行伯特圖測量，但是，為了獲得好的測量度，信號注入節(jié)點的選擇時必須兼顧兩點：電源阻抗較低且下一級的輸入阻抗較高。而且，必須有一個單一的信號通道。實踐中，一般可把測量變壓器接入到圖4或圖5控制環(huán)路中接入測量變壓器的位置。

　　

　　圖4中T1的位置滿足了上述的標準。電源阻抗（在信號注入的方向上）是電源部分的低輸出阻抗，而下一級的輸入阻抗是控制放大器A1的高輸入阻抗。圖5中信號注入的第二個位置也同樣滿足這一標準，它位于圖5中低輸出的放大器A1和高輸入阻抗的脈寬調制器之間。

　　5 最佳拓撲結構

　　無論是國外還是國內DC／DC電源線路的設計，就隔離方式來講都可歸結為兩種最基本的形式：前置啟動+前置PWM控制和后置隔離啟動+后置PWM控制。具體結構框圖如圖6和圖7所示。

　　

　　國內外DC／DC電源設計大多采用前置啟動+前置PWM控制方式，后級以開關形式將采樣比較的誤差信號通過光電耦合器件隔離傳輸到前級PWM電路進行脈沖寬度的調節(jié)，進而實現整體DC／DC電源穩(wěn)壓控制。如圖6所示，前置啟動+前置PWM控制方式框圖所示，輸出電壓的穩(wěn)定過程是：輸出誤差采樣→比較→放大→光隔離傳輸→PWM電路誤差比較→PWM調寬→輸出穩(wěn)壓。Interpoint公司的MHF+系列、SMHF系列、MSA系列、MHV系列等等產品都屬于此種控制方式。此類拓撲結構電源產品就環(huán)路穩(wěn)定性補償設計主要集中在如下各部分：

　?。?）以集成電路U2為核心的采樣、比較電路的環(huán)路補償設計；

　　（2）以前置PWM集成電路內部電壓比較器為核心的環(huán)路補償設計；

　　（3）輸出濾波器設計主要考慮輸出電壓／電流特性，在隔離式電源環(huán)路穩(wěn)定性補償設計時僅供參考；

　?。?）其它部分如功率管驅動、主功率變壓器等，在隔離式電源環(huán)路穩(wěn)定性補償設計時可以不必考慮。

　　而如圖7所示，后置隔離啟動+后置PWM控制方式框圖，輸出電壓的穩(wěn)定過程是：輸出誤差采樣→PWM電路誤差比較→PWM調寬→隔離驅動→輸出穩(wěn)壓。此類拓撲結構電源產品就環(huán)路穩(wěn)定性補償設計主要集中在如下各部分：

　?。?）以后置PWM集成電路內部電壓比較器為核心的環(huán)路補償設計；

　?。?）輸出濾波器設計主要考慮輸出電壓／電流特性，在隔離式電源環(huán)路穩(wěn)定性補償設計時僅供參考。

　?。?）其它部分如隔離啟動、主功率變壓器等，在隔離式電源環(huán)路穩(wěn)定性補償設計時可以不必考慮。

　　比較圖6和圖7控制方式和環(huán)路穩(wěn)定性補償設計可知，圖7后置隔離啟動+后置PWM控制方式的優(yōu)點如下：

　?。?）減少了后級采樣、比較、放大和光電耦合，控制環(huán)路簡捷；

　?。?）只需對后置PWM集成電路內部電壓比較器進行環(huán)路補償設計，控制環(huán)路的響應頻率較寬；

　?。?）相位裕度大；

　?。?）負載瞬態(tài)特性好；

　?。?）輸入瞬態(tài)特性好；

　?。?）抗輻照能力強。實驗證明光電耦合器件即使進行了抗輻照加固其抗輻照總劑量也不會大于2x104Rad（Si），不適合航天電源高可靠、長壽命的應用要求。

　　6 結語

　　開關電源設計重點有兩點：一是磁路設計，重點解決的是從輸入到輸出的電壓及功率變換問題。二是穩(wěn)定性設計，重點解決的是輸出電壓的品質問題。開關電源穩(wěn)定性設計的好壞直接決定著開關電源啟動特性、輸入電壓躍變響應特性、負載躍變響應特性、高低溫穩(wěn)定性、生產和調試難易度。將上述開關電源穩(wěn)定性設計方法和結論應用到開關電源的研發(fā)工作中去，定能事半功倍。

四、基于UC3875的全橋軟開關直流電源設計

　　PWM是英文“Pulse Width Modulation”的縮寫，簡稱脈寬調制，是利用微處理器的數字輸出來對模擬電路進行控制的一種非常有效的技術，廣泛應用在從測量、通信到功率控制與變換的許多領域中。UCC3895是美國德州儀器公司生產的移相諧振全橋軟開關控制器，該系列控制器采用了先進的BCDMOS技術。 UCC3895在基本功能上與UC3875系列和UC3879系列控制器完全相同，同時增加了一些新的功能。

　　本文介紹了一臺采用移相諧振控制芯片UC3875作為控制核心設計的開關頻率為70kHz、輸出功率1.2kW、主電路為移相全橋ZVZCS PWM軟開關模式的直流開關電源。

　　l 移相式ZVZCSPWM軟開關電源主電路分析

　　在設計制作的1.2kW（480V／2.5A）的軟開關電源中，其主電路為全橋變換器結構，四只開關管均為MOSFET（1000V／24A），采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂開關管實現ZVS、滯后臂開關管實現ZCS，電路結構簡圖如圖l，VT1～VT4是全橋變換器的四只MOSFET開關管，VD1、VD2分別是超前臂開關管VT1、VT2的反并超快恢復二極管，C1、C2分別是為了實現VTl、VT2的ZVS設置的高頻電容，VD3、VD4是反向電流阻斷二極管，以實現滯后臂VT3、VT4的ZCS，Llk為變壓器漏感，Cb為阻斷電容，T為主變壓器，副邊由VD5～VD8構成的高頻整流電路以及Lf、C3、C4等濾波器件組成。

　　其基本工作原理如下：

　　當開關管VT1、VT4或VT2、VT3同時導通時，電路工作情況與全橋變換器的硬開關工作模式情況一樣，主變壓器原邊向負載提供能量。通過移相控制，在關斷VT1時并不馬上關斷VT4，而是根據輸出反饋信號決定的移相角，經過一定時間后再關斷VT4，在關斷VT1之前，由于VT1導通，其并聯電容C1上電壓等于VT1的導通壓降，理想狀況下其值為零，當關斷VT1時刻，C1開始充電，由于電容電壓不能突變，因此，VT1即是零電壓關斷。

　　

　　由于變壓器漏感L1k以及副邊整流濾波電感的作用，VT1關斷后，原邊電流不能突變，繼續(xù)給Cb充電，同時C2也通過原邊放電，當C2電壓降到零后，VD2自然導通，這時開通VT2，則VT2即是零電壓開通。

　　當C1充滿電、C2放電完畢后，由于VD2是導通的，此時加在變壓器原邊繞組和漏感上的電壓為阻斷電容Cb兩端電壓，原邊電流開始減小，但繼續(xù)給Cb充電，直到原邊電流為零，這時由于VD4的阻斷作用，電容Cb不能通過VT2、VT4、VD4進行放電，Cb兩端電壓維持不變，這時流過VT4電流為零，關斷VT4即是零電流關斷。

　　關斷VT4以后，經過預先設置的死區(qū)時間后開通VT3，由于電壓器漏感的存在，原邊電流不能突變，因此VT3即是零電流開通。

　　VT2、VT3同時導通后原邊向負載提供能量，一定時間后關斷VT2，由于C2的存在，VT2是零電壓關斷，如同前面分析，原邊電流這時不能突變，C1經過VD3、VT3、Cb放電完畢后，VD1自然導通，此時開通VT1即是零電壓開通，由于VD3的阻斷，原邊電流降為零以后，關斷VT3，則VT3即是零電流關斷，經過預選設置好的死區(qū)時間延遲后開通VT4，由于變壓器漏感及副邊濾波電感的作用，原邊電流不能突變，VT4即是零電流開通。

　　這種采用超快恢復二極管阻斷原邊反向電流方式的移相式ZVZCS PWM全橋變換器拓撲的理想工作波形如圖2所示，其中Uab表示主電路圖3中a、b兩點之間的電壓，ip為變壓器T原邊電流，Ucb為阻斷電容Ub上的電壓，Urect是副邊整流后的電壓。

　　

　　

　　2 基于UC3875的主控制回路設計

　　為了實現主回路開關管ZVZCS軟開關，采用UC3875為其設計了PWM移相控制電路，如圖3所示?？紤]到所選MOSFET功率比較大對芯片的四個輸出驅動信號進行了功率放大，再經高頻脈沖變壓器T1、T2隔離最后經過驅動電路驅動MOSFET開關管。整個控制系統(tǒng)所有供電均用同一個15V直流電源，實驗中設置開關頻率為70kHz，死區(qū)時間設置為1.5μs，采用簡單的電壓控制模式，電源輸出直流電壓通過采樣電路、光電隔離電路后形成控制信號，輸入到UC3875誤差放大器的EA一，控制UC3875誤差放大器的輸出，從而控制芯片四個輸出之間的移相角大小，使電源能夠穩(wěn)定工作，圖中R6、C5接在EA一和E／AOUT之間構成PI控制。在本設計中把CS+端用作故障保護電路，當發(fā)生輸出過壓、輸出過流、高頻變原邊過流、開關管過熱等故障時，通過一定的轉換電路，把故障信號轉換為高于2.5V的電壓接到CS+端，使UC3875四個輸出驅動信號全為低電平，對電路實現保護。

　　圖4是開關管的驅動電路。隔離變壓器的設計采用AP法、變比為l：1.3的三繞組變壓器。UC3875輸出的單極性脈沖經過放大電路、隔離電路和驅動電路后形成+12V／一5V的雙極性驅動脈沖，保證開關管的穩(wěn)定開通和關斷。

　　

　　3 仿真與實驗結果分析

　　PSpice是一款功能強大的電路分析軟件，對開關頻率70kHz的ZVZCS軟開關電源的仿真是在PSpice9.1平臺上進行的。

　　實驗樣機的主回路結構采用圖1所示的電路拓撲，阻斷二極管采用超快恢復大功率二極管RHRG30120，其反向恢復時間在100ns以內，滿足70kHz開關頻率的要求。開關管MOSFET采用IXYS公司的IXFK24N100開關管，這種型號MOS管自身反并有超快恢復二極管，其反向恢復時間約250ns。

　　圖5是超前橋臂開關管驅動電壓與管壓降波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實驗波形，可見超前臂開關管完全實現了ZVS開通，VT1、VT2關斷時是依賴其自身很小的結電容來實現的，從圖中可以看出，關斷時也基本實現了ZVS關斷。

　　

　　

　　圖6是滯后橋臂開關管驅動電壓與電流波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實驗波形；圖7是滯后臂開關管管壓降與電流波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實驗波形，從圖6、圖7可以看出滯后臂開關管VT3、VT4很好地實現了ZCS關斷，關斷時開關管電流已經為零；滯后臂開關管完全開通之前，開關管電流也幾乎為零，基本實現了ZCS開通。而且滯后橋臂開關管VT3、VT4可以在很大負載范圍內實現ZCS開關。

　　圖8是兩橋臂中點之間的電壓Uab的波形圖，（a）為仿真波形、（b）為實驗波形。圖9是阻斷電容Cb上的電壓U曲波形，（a）為仿真波形、（b）為實驗波形。從圖上可以看出，由于有Ucb的存在，Uab不是一個方波。當Uab=0時，阻斷電容Cb上的電壓Ucb使原邊電流ip逐漸減小到零，由于阻斷二極管的阻斷作用，ip不能反向流動，從而實現了滯后橋臂的ZCS開關。

　　4 結論

　　本文在介紹了移相諧振控制芯片UC3875的工作特點并詳細分析了采用串聯阻斷二極管的移相式ZVZCS PWM軟開關工作特性的基礎上，設計了一臺1.2kW、開關頻率70kHz的全橋軟開關直流電源，并應用PSpice軟件進行了仿真，實驗結果與仿真結果基本符合。實驗表明以UC3875為核心的控制部分結構簡單可靠，電源主電路開關管均實現了軟開關，并克服了單純的ZVS或ZCS軟開關模式的缺點，可有效減小開關管開關過程引起的損耗，有利于提高電源開關頻率，減小電源體積和重量。

五、開關電源紋波產生分析

　　隨著SWITCH 的開關，電感L 中的電流也是在輸出電流的有效值上下波動的。所以在輸出端也會出現一個與SWITCH 同頻率的紋波，一般所說的紋波就是指這個。它與輸出電容的容量和ESR 有關系。這個紋波的頻率與開關電源相同，為幾十到幾百KHz。

　　另外，SWITCH 一般選用雙極性晶體管或者MOSFET，不管是哪種，在其導通和截止的時候，都會有一個上升時間和下降時間。這時候在電路中就會出現一個與SWITCH 上升下降時間的頻率相同或者奇數倍頻的噪聲，一般為幾十MHz。同樣二極管D 在反向恢復瞬間，其等效電路為電阻電容和電感的串聯，會引起諧振，產生的噪聲頻率也為幾十MHz。這兩種噪聲一般叫做高頻噪聲，幅值通常要比紋波大得多。

　　如果是AC／DC 變換器，除了上述兩種紋波（噪聲）以外，還有AC 噪聲，頻率是輸入AC 電源的頻率，為50～60Hz 左右。還有一種共模噪聲，是由于很多開關電源的功率器件使用外殼作為散熱器，產生的等效電容導致的。因為本人是做汽車電子研發(fā)的，對于后兩種噪聲接觸較少，所以暫不考慮。

　　開關電源紋波的測量

　　基本要求：使用示波器AC 耦合，20MHz 帶寬限制，拔掉探頭的地線

　　1，AC 耦合是去掉疊加的直流電壓，得到準確的波形。

　　2，打開20MHz 帶寬限制是防止高頻噪聲的干擾，防止測出錯誤的結果。因為高頻成分幅值較大，測量的時候應除去。

　　3，拔掉示波器探頭的接地夾，使用接地環(huán)測量，是為了減少干擾。很多部門沒有接地環(huán)，如果誤差允許也直接用探頭的接地夾測量。但在判斷是否合格時要考慮這個因素。

　　還有一點是要使用50Ω 終端。橫河示波器的資料上介紹說，50Ω 模塊是除去DC 成分，精確測量AC 成分。但是很少有示波器配這種專門的探頭，大多數情況是使用標配100KΩ 到10MΩ 的探頭測量，影響暫時不清楚。

　　上面是測量開關紋波時基本的注意事項。如果示波器探頭不是直接接觸輸出點，應該用雙絞線，或者50Ω 同軸電纜方式測量。

　　在測量高頻噪聲時，使用示波器的全通帶，一般為幾百兆到GHz 級別。其他與上述相同。

　　可能不同的公司有不同的測試方法。歸根到底第一要清楚自己的測試結果。第二要得到客戶認可。

　　關于示波器：

　　有些數字示波器因為干擾和存儲深度的原因，無法正確的測量出紋波。這時應更換示波器。這方面有時候雖然老的模擬示波器帶寬只有幾十兆，但表現要比數字示波器好。泰克公司有專門分開測量上述兩種紋波（噪聲）的軟件，可以看一下參考資料5。同樣，關于示波器的接地，電源測試的相關知識，也可以看一下。

　　開關電源紋波的抑制

　　對于開關紋波，理論上和實際上都是一定存在的。通常抑制或減少它的做法有三種：

　　1，加大電感和輸出電容濾波

　　根據開關電源的公式，電感內電流波動大小和電感值成反比，輸出紋波和輸出電容值成反比。所以加大電感值和輸出電容值可以減小紋波。

　　同樣，輸出紋波與輸出電容的關系：vripple=Imax/（Co×f）?？梢钥闯觯哟筝敵鲭娙葜悼梢詼p小紋波。

　　通常的做法，對于輸出電容，使用鋁電解電容以達到大容量的目的。但是電解電容在抑制高頻噪聲方面效果不是很好，而且ESR 也比較大，所以會在它旁邊并聯一個陶瓷電容，來彌補鋁電解電容的不足。

　　同時，開關電源工作時，輸入端的電壓Vin 不變，但是電流是隨開關變化的。這時輸入電源不會很好地提供電流，通常在靠近電流輸入端（以BucK 型為例，是SWITcH 附近），并聯電容來提供電流。

　　上面這種做法對減小紋波的作用是有限的。因為體積限制，電感不會做的很大；輸出電容增加到一定程度，對減小紋波就沒有明顯的效果了；增加開關頻率，又會增加開關損失。所以在要求比較嚴格時，這種方法并不是很好。關于開關電源的原理等，可以參考各類開關電源設計手冊。

　　2，二級濾波，就是再加一級LC 濾波器

　　LC 濾波器對噪紋波的抑制作用比較明顯，根據要除去的紋波頻率選擇合適的電感電容構成濾波電路，一般能夠很好的減小紋波。

　　采樣點選在LC 濾波器之前（Pa），輸出電壓會降低。因為任何電感都有一個直流電阻，當有電流輸出時，在電感上會有壓降產生，導致電源的輸出電壓降低。而且這個壓降是隨輸出電流變化的。

　　采樣點選在LC 濾波器之后（Pb），這樣輸出電壓就是我們所希望得到的電壓。但是這樣在電源系統(tǒng)內部引入了一個電感和一個電容，有可能會導致系統(tǒng)不穩(wěn)定。關于系統(tǒng)穩(wěn)定，很多資料有介紹，這里不詳細寫了。

　　3，開關電源輸出之后，接LDO 濾波

　　這是減少紋波和噪聲最有效的辦法，輸出電壓恒定，不需要改變原有的反饋系統(tǒng)，但也是成本最高，功耗最高的辦法。任何一款LDO 都有一項指標：噪音抑制比。是一條頻率-dB 曲線，如右圖是凌特公司LT3024 的曲線。

　　對減小紋波。開關電源的PCB 布線也非常關鍵，這是個很赫手的問題。有專門的開關電源PCB 工程師，對于高頻噪聲，由于頻率高幅值較大，后級濾波雖然有一定作用，但效果不明顯。這方面有專門的研究，簡單的做法是在二極管上并電容C 或RC，或串聯電感。

　　4，在二極管上并電容C 或RC

　　二極管高速導通截止時，要考慮寄生參數。在二極管反向恢復期間，等效電感和等效電容成為一個RC 振蕩器，產生高頻振蕩。為了抑制這種高頻振蕩，需在二極管兩端并聯電容C或RC 緩沖網絡。電阻一般取10Ω-100Ω，電容取4.7pF-2.2nF。

　　在二極管上并聯的電容C 或者RC，其取值要經過反復試驗才能確定。如果選用不當，反而會造成更嚴重的振蕩。

　　對高頻噪聲要求嚴格的話，可以采用軟開關技術。關于軟開關，有很多書專門介紹。

　　5，二極管后接電感（EMI 濾波）

　　這也是常用的抑制高頻噪聲的方法。針對產生噪聲的頻率，選擇合適的電感元件，同樣能夠有效地抑制噪聲。需要注意的是，電感的額定電流要滿足實際的要求。

　　六、開關電源PCB排版基本要點分析

　　摘要：開關電源PCB排版是開發(fā)電源產品中的一個重要過程。許多情況下，一個在紙上設計得非常完美的電源可能在初次調試時無法正常工作，原因是該電源的PCB排版存在著許多問題．詳細討論了開關電源PCB排版的基本要點，并描述了一些實用的PCB排版例子。

　　0 引言

　　為了適應電子產品飛快的更新換代節(jié)奏，產品設計工程師更傾向于選擇在市場上很容易采購到的AC／DC適配器，并把多組直流電源直接安裝在系統(tǒng)的線路板上。由于開關電源產生的電磁干擾會影響到其電子產品的正常工作，正確的電源PCB排版就變得非常重要。開關電源PCB排版與數字電路PCB排版完全不一樣。在數字電路排版中，許多數字芯片可以通過PCB軟件來自動排列，且芯片之間的連接線可以通過PCB軟件來自動連接。用自動排版方式排出的開關電源肯定無法正常工作。所以，沒計人員需要對開關電源PCB排版基本規(guī)則和開關電源工作原理有一定的了解。

　　1 開關電源PCB排版基本要點

　　l.1 電容高頻濾波特性

　　圖1是電容器基本結構和高頻等效模型。

　　

　　電容的基本公式是

　　

　　式（1）顯示，減小電容器極板之間的距離（d）和增加極板的截面積（A）將增加電容器的電容量。

　　電容通常存在等效串聯電阻（ESR）和等效串聯電感（ESL）二個寄生參數。圖2是電容器在不同工作頻率下的阻抗（Zc）。

　　

　　一個電容器的諧振頻率（fo）可以從它自身電容量（C）和等效串聯電感量（LESL）得到，即

　　

　　當一個電容器工作頻率在fo以下時，其阻抗隨頻率的上升而減小，即

　　

　　當電容器工作頻率在fo以上時，其阻抗會隨頻率的上升而增加，即

　　

　　當電容器工作頻率接近fo時，電容阻抗就等于它的等效串聯電阻（RESR）。[!--empirenews.page--]

　　電解電容器一般都有很大的電容量和很大的等效串聯電感。由于它的諧振頻率很低，所以只能使用在低頻濾波上。鉭電容器一般都有較大電容量和較小等效串聯電感，因而它的諧振頻率會高于電解電容器，并能使用在中高頻濾波上。瓷片電容器電容量和等效串聯電感一般都很小，因而它的諧振頻率遠高于電解電容器和鉭電容器，所以能使用在高頻濾波和旁路電路上。由于小電容量瓷片電容器的諧振頻率會比大電容量瓷片電容器的諧振頻率要高，因此，在選擇旁路電容時不能光選用電容值過高的瓷片電容器。為了改善電容的高頻特性，多個不同特性的電容器可以并聯起來使用。圖3是多個不同特性的電容器并聯后阻抗改善的效果。

　　

　　電源排版基本要點1 旁路瓷片電容器的電容不能太大，而它的寄生串聯電感應盡量小，多個電容器并聯能改善電容的高頻阻抗特性。

　　圖4顯示了在一個PCB上輸入電源（Vin）至負載（RL）的不同走線方式。為了降低濾波電容器（C）的ESL，其引線長度應盡量減短；而Vin。正極至RL和Vin負極至R1的走線應盡量靠近。

　　

　　1．2 電感高頻濾波特性

　　圖5中的電流環(huán)路類似于一匝線圈的電感。高頻交流電流所產生的電磁場R（t）將環(huán)繞在此環(huán)路的外部和內部。如果高頻電流環(huán)路面積（Ac）很大，就會在此環(huán)路的內外部產生很大的電磁干擾。

　　

　　電感的基本公式是

　　

　　從式（5）可知，減小環(huán)路的面積（Ac）和增加環(huán)路周長（lm）可減小L。

　　電感通常存在等效并聯電阻（EPR）和等效并聯電容（Cp）二個寄生參數。圖6是電感在不同工作頻率下的阻抗（ZL）。

　　

　　諧振頻率（fo）可以從電感自身電感值（L）和它的等效并聯電容值（Cp）得到，即

　　

　　當一個電感工作頻率在fo以下時，電感阻抗隨頻率的上升而增加，即

　　

　　當電感工作頻率在fo以上時，電感阻抗隨頻率的上升而減小，即

　　

　　當電感工作頻率接近fo時，電感阻抗就等于它的等效并聯電阻（REPR）。

　　在開關電源中電感的Cp應該控制得越小越好。同時必須注意到，同一電感量的電感會由于線圈結構不同而產生不同的Cp值。圖7就顯示了同一電感量的電感在二種不同的線圈結構下不同的Cp值。圖7（a）電感的5匝繞組是按順序繞制。這種線圈結構的Cp值是l匝線圈等效并聯電容值（C）的1／5。圖7（b）電感的5匝繞組是按交叉順序繞制。其中繞組4和5放置在繞組1、2、3之間，而繞組l和5非?？拷＿@種線圈結構所產牛的Cp是1匝線圈C值的兩倍。

　　

　　可以看到，相同電感量的兩種電感的Cp值居然相差達數倍。在高頻濾波上如果一個電感的Cp值太大，高頻噪音就會很容易地通過Cp直接耦合到負載上。這樣的電感也就失去了它的高頻濾波功能。

　　圖8顯示了在一個PCB上Vin通過L至負載（RL）的不同走線方式。為了降低電感的Cp，電感的二個引腳應盡量遠離。而Vin正極至RL和Vin負極至RL的走線應盡量靠近。

　　

　　電源排版基本要點2 電感的寄生并聯電容應盡量小，電感引腳焊盤之間的距離越遠越好。

　　1.3 鏡像面

　　電磁理論中的鏡像面概念對設計者掌握開關電源的PCB排版會有很大的幫助。圖9是鏡像面的基本概念。

　　

　　圖9（a）是當直流電流在一個接地層上方流過時的情景。此時在地層上的返回直流電流非常均勻地分布在整個地層面上。圖9（h）顯示當高頻電流在同一個地層上方流過時的情景。此時在地層上的返回交流電流只能流在地層面的中間而地層面的兩邊則完全沒有電流。 一日．理解了鏡像面概念，我們很容易看到在圖10中地層面上走線的問題。接地層（Ground Plane），沒汁人員應該盡量避免在地層上放置任何功率或信號走線。一旦地層上的走線破壞了整個高頻環(huán)路，該電路會產牛很強的電磁波輻射而破壞周邊電子器件的正常工作。

　　電源排版基本要點3 避免在地層上放置任何功率或信號走線。

　1．4 高頻環(huán)路

　　開關電源中有許多由功率器件所組成的高頻環(huán)路，如果對這△環(huán)路處嬋得不好的話，就會對電源的正常工作造成很大影響。為了減小高頻環(huán)路所產生的電磁波噪音，該環(huán)路的面積應該控制得非常小。如圖l1（a）所示，高頻電流環(huán)路面積很大，就會在環(huán)路的內部和外部產生很強的電磁于擾。同樣的高頻電流，當環(huán)路面積設計得非常小時，如圖11（b）所示，環(huán)路內部和外部電磁場互相抵消，整個電路會變得非常安靜。

　　電源排版基本要點4 高頻環(huán)路的面積應盡可能減小。

　　

　　1.5 過孔和焊盤放置

　　許多設計人員喜歡在多層PCB卜放置很多過孔（VIAS）。但是，必須避免在高頻電流返同路徑上放置過多過。否則，地層上高頻電流走線會遭到破壞。如果必須在高頻電流路徑上放置一些過孔的活，過孔之間可以留出一空間讓高頻電流順利通過，圖12顯示了過孔放置方式。

　　

　　電源排版基本要點5 過孔放置不應破壞高頻電流在地層上的流經。

　　設計者同時應注意不同焊盤的形狀會產生不同的串聯電感。圖13顯示了幾種焊盤形狀的串聯電感值。

　　

　　旁路電容（Decouple）的放置也要考慮到它的串聯電感值。旁路電容必須是低阻抗和低ESL乩的瓷片電容。但如果一個高品質瓷片電容在PCB上放置的方式不對，它的高頻濾波功能也就消失了。圖14顯示了旁路電容正確和錯誤的放置方式。

　　

　　1．6 電源直流輸出

　　許多開關電源的負載遠離電源的輸出端口。為了避免輸出走線受電源自身或周邊電子器件所產生的電磁下擾，輸出電源走線必須像圖l5（b）那樣靠得很近，使輸出電流環(huán)路的面積盡可能減小。

　　

　　l.7 地層在系統(tǒng)板上的分隔

　　新一代電子產品系統(tǒng)板七會同時有模擬電路、數字電路、開關電源電路。為了減小丌關電源噪音對敏感的模擬和數字電路的影響，通常需要分隔不同電路的接地層。如果選用多層PCB，不同電路的接地層可由不同PCB板層來分隔。如果整個產品只有一層接地層，則必須像圖16中那樣在單層中分隔。無論是在多層PCB上進行地層分隔還是在單層PCB 上進行地層分隔，不同電路的地層都應該通過單點與開關電源的接地層相連接。

　　電源排版基本要點6 系統(tǒng)板七不同電路需要不同接地層，不同電路的接地層通過單點與電源接地層相連接。

　　

　　2 開關電源PCB排版例子

　　壓式開關電源原理圖。設汁人員應能在此線路圖上區(qū)分出功率電路中元器件和控制信號電路中元器件。如果設計者將該電源中所有的元器件當作數字電路中的元器件來處理，則問題會相當嚴重。通常首先需要知道電源高頻電流的路徑，并區(qū)分小信號控制電路和功率電路元器件及其走線。一般來講，電源的功率電路主要包括輸入濾波電容、輸出濾波電容、濾波電感、上下端功率場效應管?？刂齐娐分饕≒WM控制芯片、旁路電容、自舉電路、反饋分壓電阻、反饋補償電路。

　　2.l 電源功率電路PCB排版

　　電源功率器件在PCB上正確的放置和走線將決定整個電源工作是否正常。設計人員首先要對開關電源功率器件上的電壓和電流的波形有一一定的了解。

　　

　　圖18顯示一個降壓式開關電源功率電路元器件卜的電流和電壓波形。由于從輸入濾波電容（Cin），上端場效應管（S1）和F端場效應管（S2）中所流過的電流是帶有高頻率和高峰值的交流電流，所以由Cin-S1-S2所形成的環(huán)路面積要盡量減小。同時由S2，L和輸出濾波電容（Cout）所組成的環(huán)路面積也要盡量減小。

　　

　　如果設汁者未按本丈所述的要點來制作功率電路PCB，很可能制作出網19所示的電源PCB，圖19的PCB排版存在許多錯誤：第一，由于Cin有很大的ESL，Cin的高頻濾波能力基本上消失；第二，Cin-S1-S2和S1-LCout環(huán)路的面積太大，所產生的電磁噪音會對電源本身和周邊電路造成很大于擾；第三，L的焊盤靠得太近，造成Cp太大而降低了它的高頻濾波功能；第四，Cout焊盤引線太長，造成FSL太大而失去了高頻濾波線。 Cin-S1-S2和S2-L-Cout環(huán)路的面積已控制到最小。S1的源極，S2的漏極和L之問的連接點是一整塊銅片焊盤。由于該連接點上的電壓是高頻，S1、S2和L需要靠得非常近。雖然L和Cout之間的走線上沒有高峰值的高頻電流，但比較寬的走線可以降低直流阻抗的損耗使電源的效率得到提高。如果成本上允許，電源可用一面完全是接地層的雙面PCB，但必須注意在地層卜盡量避免走功率和信號線。在電源的輸入和輸出端口還各增加了一個瓷片電容器來改善電源的高頻濾波性能。

　　2.2 電源控制電路PCB排版

　　電源控制電路PCB排版也是非常重要的。不合理的排版會造成電源輸出電壓的漂移和振蕩?？刂凭€路應放置在功率電路的邊上，絕對不能放在高頻交流環(huán)路的中間。旁路電容要盡量靠近芯片的Vcc和接地腳（GND）。反饋分壓電阻最好也放置在芯片附近。芯片驅動至場效應管的環(huán)路也要盡量減短。

　　電源排版基本要點7 控制芯片至上端和下端場效應管的驅動電路環(huán)路要盡量短。

　　

　　2.3開關電源PCB排版例1

　　圖21是圖17 PCB的元器件面走線圖。此電源中采用了一個低價PWM控制器（Semtech型號SCIIO4A）。PCB下層是一個完整的接地層。此PCB功率地層與控制地層之間沒有分隔?？梢钥吹皆撾娫吹墓β孰娐酚奢斎氩遄≒CB左上端）通過輸入濾波電容器（C1，C2，），S1，S2，L1，輸出濾波電容器（C10，C11，C12，C13），一直到輸出插座（PCB右下端）。SCll04A被放置在PCB的左下端。因為，在地層上功率電路電流不通過控制電路，所以，無必要將控制電路接地層與功率電路接地層進行分隔。如果輸入插座是放置在PCB的左下端，那么在地層上功率電路電流會直接通過控制電路，這時就有必要將二者分隔。

　　

　2．4開關電源PCB排版例2

　　圖22是另一種降壓式開關電源，該電源能使12V輸入電壓轉換成3．3V輸出電壓，輸出電流可達3A。此電源上使用了一個集成電源控制器（Semtech型號SC4519）。這種控制器將一個功率管集成在電源控制器芯片中。這樣的電源非常簡單，尤其適合應用在便攜式DVD機，ADSL，機頂盒等消費類電子產品。

　　同前面例子一樣，對于這種簡單開關電源，在PCB排版時也應注意以下幾點。

　　1）由輸入濾波電容（C3），SC4519的接地腳（GND），和D2所圍成的環(huán)路面積一定要小。這意味著C3及D2必須非常靠近SC4519。

　　2）可采用分隔的功率電路接地層和控制電路接地層。連接到功率地層的元器件包括輸入插座（VIN），輸出插座（VOUT），輸入濾波電容（C3），輸出濾波電容（C2），D2，SC4519。連接到控制地層的元器件包括輸出分壓電阻（R1，R2），反饋補償電路（R3，C4，C3，），使能插座（EN），同步插座（SYNC）。

　　

　　

　　3）在SC4519接地腳的附近加 個過孔將功率電路接地層與控制信號電路接地層單點式的相連接。

　　圖23是該電源PCB上層排版圖。為了力便讀者理解，功率接地層和控制信號接地層分別用不同顏色來表示。在這里輸入插座被放置在PCB的上方，而輸出插座被放置在PCB的下方．濾波電感（L1）被放在PCB左邊并靠近功率接地層，而對于噪音較敏感的反饋補償電路（R3，C4，C5）則被放存PCB右邊并靠近控制信號接地層。D2非常靠近SC4519的腳3及腳4。圖24是該電源PCB下層排版圖。輸入濾波電容（C3）被放置在PCB下層并非?？拷黃C4519和功率接地層。

　　2.5開關電源PCB排版例3

　　最后討論一種多路輸出開關電源PCB排版要點。此電源有3組輸入電壓（12V，5V和3.3V），4組輸出電壓（3.3v，2.6V，1.8V，1.2V）。該電源使用了，一集成多路開關控制器（Serotech型號SC2453）。SC2453提供了4.5V～30V的寬輸入電壓范圍，兩個高達700kHz開關頻率和高達15A輸出電流，以及低至0.5V輸出電壓的同步降壓轉換器。它還提供了一個專用可調配正壓線性調節(jié)器和一個專用可調配負壓線性調節(jié)器。TSSOP-28封裝減小了所需線路板面積。兩個異相降壓轉換器可以減小輸入電流紋波。圖25是這種多路開關電源的原理圖。其中3.3V輸出由5V輸人產生，l.2V輸出由12V輸入產生，2.6V和1.8V輸出由3.3V輸入產生。由于該電源上所有元器件都必須被放置在一個面積較小的PCB上，為此必須將電源的功率地層和控制信號地層分隔開來。參照前面幾節(jié)中討論過的要點，首先將圖25中連接到功率地層的元器件和連接到控制信號地層的元器件區(qū)分開來，然后將控制信號元器件放在信號地層上并靠近SC2453控制信號地層與功率地層通過單點相連接。這連接點通常會選擇在控制芯片的接地腳（SC2453中的腳21）。圖26詳細描述了該電源排版方式。

　　

　　電源排版基本要點8 開關電源功率電路和控制信號電路下的元器件需要連接不同的接地層，這二個地層一般都是通過單點相連接。

　　

　　3 結語

　　開關電源PCB排版的8個要點：

　　1）旁路瓷片電容器的電容不能太大，而它的寄生串聯電感應盡量小，多個電容并聯能改善電容的阻抗特性；

　　2）電感的寄生并聯電容應盡量小，電感引腳焊盤之間的距離越遠越好；

　　3）避免在地層上放置任何功率或信號走線；

　　4）高頻環(huán)路的面積應盡可能減??；

　　5）過孔放置小應破壞高頻電流在地層上的路徑；

　　6）系統(tǒng)板上一小同電路需要不同接地層，小同電路的接地層通過單點與電源接地層相連接；

　　7）控制芯片至上端和下端場效應管的驅動電路環(huán)路要盡量短；

　　8）開關電源功率電路和控制信號電路元器件需要連接到小同的接地層，這二個地層一般都是通過單點相連接。