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[導讀]摘要:本系統(tǒng)以C8051F340單片機為控制核心,通過對輸出電壓和電流采樣計算,改變單片機PWM占空比輸出,控制MOS管的通斷,實現(xiàn)了兩個額定輸出功率均為16W的8V DC/DC模塊并聯(lián)供電。經(jīng)測試,該供電系統(tǒng)供電效率為70.57

摘要:本系統(tǒng)以C8051F340單片機為控制核心,通過對輸出電壓和電流采樣計算,改變單片機PWM占空比輸出,控制MOS管的通斷,實現(xiàn)了兩個額定輸出功率均為16W的8V DC/DC模塊并聯(lián)供電。經(jīng)測試,該供電系統(tǒng)供電效率為70.57%;調(diào)整負載電阻,兩個模塊的輸出電流I1、I2之和為4 A范圍內(nèi)實現(xiàn)I1、I2按1:1和1:2模式自動分配電流,其相對誤差絕對值不大于2%;具有負載短路保護功能,保護閾值電流為4.5A。
關鍵詞:開關電源;并聯(lián)供電;均流控制;C8051F340

    近一些年來,隨著微電子技術和工藝、磁性材料科學以及燒結(jié)加工工藝與其它邊沿技術科學的不斷改進和快速發(fā)展,開關穩(wěn)壓技術也得到了突破性進展。目前,多模塊并聯(lián)供電電源代替單一集中式電源供電已經(jīng)成為電源系統(tǒng)發(fā)展的一個重要方向。并聯(lián)分布式電源具有可并聯(lián)式擴展、電源模塊的功率密度高,體積、重量小等優(yōu)點,但同時也存在著由于電源模塊直接并聯(lián)而引起一臺或多臺模塊運行在電流極限值狀態(tài)的問題。目前,均流控制是實現(xiàn)大功率電源和冗余電源的關鍵技術。文中設計并制作了一個光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置,實現(xiàn)了雙開關電源模塊并聯(lián)供電,提高了系統(tǒng)供電效率,且實現(xiàn)了電流自動分配。

1 設計任務
    設計并制作一個由兩個額定輸出功率均為16 W的8 VDC/DC模塊構(gòu)成的并聯(lián)供電系統(tǒng),其結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。要求調(diào)整負載電阻,保持輸出電壓UO=8.0+0.4V,使兩個模塊輸出電流之和IO=1.0A且按I1:I2=1:1和I1:I2=1:2兩種模式自動分配電流,每個模塊的輸出電流的相對誤差絕對值不大于5%;使兩個模塊輸出電流之和IO=4.0A且按I1:I2=1:1模式自動分配電流,每個模塊的輸出電流的相對誤差的絕對值不大于2%;額定輸出功率工作狀態(tài)下,供電系統(tǒng)的效率不低于60%;要求系統(tǒng)具有負載短路保護及自動恢復功能,保護閾值電流為4.5A。



2 系統(tǒng)總體方案設計
    并聯(lián)供電系統(tǒng)主要由控制器模塊、DC/DC變換穩(wěn)壓模塊、電流檢測模塊以及輸出電壓采樣模塊等組成,系統(tǒng)總體硬件框圖如圖2所示。在系統(tǒng)中,DC/DC變換穩(wěn)壓模塊采用選擇非隔離方式的降壓斬波電路;電流檢測模塊通過采樣康銅絲上的電壓推算出電流值;C8051F340單片機輸出PWM波調(diào)整DC/DC模塊的輸出,控制輸出電流。



3 DC/DC變換穩(wěn)壓電路設計
    DC-DC變換有隔離和非隔離兩種。輸入輸出隔離的方式雖然安全,但是由于隔離變壓器的漏磁和損耗等會造成效率的降低,而本題沒有要求輸入輸出隔離,所以選擇非隔離方式。本系統(tǒng)采用降壓斬波電路(Buck Chopper)。降壓斬波電路的原理圖如圖3所示。采用單片機根據(jù)采樣到的反饋電壓程控改變其產(chǎn)生的PWM波占空比,通過三極管組成的推挽電路驅(qū)動,控制P溝道IRF4905開關的導通與截止,使輸出電壓或電流穩(wěn)定在設定值。


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4 電壓電流采樣電路
    系統(tǒng)采用芯片INA169對康銅絲上的電壓進行采樣并間接推算出電流值。選擇標稱值為50 mΩ的康銅絲作為采樣對象,經(jīng)檢測,其實際電阻值為47 mΩ,并以此在采集輸出電流時進行軟件修正。INA169的輸出腳OUT直接接入單片機內(nèi)置A/D轉(zhuǎn)換輸入端,其輸出電壓
     VOUT=ItxR10xRs3/1K      (1)
    當R10=50 mΩ,It=0.5 A,Rs3=20 kΩ時,可算出VOUT=0.5 V,以此類推,當I=1 A,VOUT=1 V,It=2 A時,VOUT=2 V,此比例關系可以方便單片機采樣電壓。
    系統(tǒng)對輸出電壓采樣時,在負載兩端并聯(lián)1 kΩ電阻以及10 kΩ可調(diào)電阻,單片機采集輸出電壓在R11兩端的電壓,調(diào)節(jié)RS2,使單片機內(nèi)置A/D輸入端采集到的電壓與輸出電壓成比例1:8的關系。輸出電壓、電流采樣電路如圖4所示。



5 系統(tǒng)電壓電流測控原理
    本系統(tǒng)測控電路原理圖如圖6所示,控制器模塊1(MCU1)采集DC/DC模塊1產(chǎn)生的電流和負載上的電壓,根據(jù)控制策略調(diào)節(jié)PWM信號,調(diào)整DC/DC模塊1的輸出;控制器模塊2(MCU2)采集DC/DC模塊2產(chǎn)生的電流和負載上的電壓。根據(jù)控制策略調(diào)節(jié)PWM信號,用以調(diào)整DC/DC模塊1和DC/DC模塊2的輸出,使得系統(tǒng)達到控制策略所設定的電流I1、電流I2以及負載電壓UO。
5.1 MCU1的電流控制策略
    MCU1通過采樣電流的反饋,將I1的電流控制在0.5 A±5%上。當接收到MCU2的控制信號時MCU1改為進行電壓采樣,控制PWM信號將輸出電壓UO穩(wěn)定在8+0.4 V上,實現(xiàn)負載電壓的控制。


    如果采樣到I1小于0.4 A,則返回原始的控制,將I1穩(wěn)定在0.5 A上,并且向MCU2發(fā)送控制信號。如果采樣到的I1大于2.6 A,則通知MCU2關閉PWM信號,進行過流保護。MCU1的電流控制策略流程圖如圖5所示。[!--empirenews.page--]
5.2 MCU2的電流控制策略
    MCU2通過采樣電壓的反饋將負載電壓控制在UO=8±0.4 V上。當I2大于2.2 A時,發(fā)送控制信號給MCU1,同時采樣電流,將I2穩(wěn)定在2 A±2%。如果收到MCU1的控制信號就返回控制電壓的循環(huán)。若收到過流信號則關閉PWM輸出。MCU2的電流控制策略流程圖如圖6所示。



6 系統(tǒng)指標測試與結(jié)果
    系統(tǒng)測試主要是對系統(tǒng)效率、電流分配性能以及負載過流保護可靠性等指標進行測試,測試電路圖如圖1所示。
    1)效率測試
    調(diào)整負載電阻RL,當負載功率為額定功率PO(UOXIO)=32 W時,測量供電系統(tǒng)輸入電流IIN、輸入電壓UIN、輸出電流IO和輸出電壓UO,重量測試3次,測量數(shù)據(jù)見表1。根據(jù)式2計算供電系統(tǒng)的效率η:
   

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    2)IO=1.0 A時,電流1:1分配性能測試
    調(diào)整負載電阻RL保持輸出電壓UO=8.0+0.4 V且使輸出電流IO=1.0 A,測量2個電源的輸出電流I1和I2,按式3計算每個模塊輸出電流的相對誤差(其中的I1、I2理論值均為0.5 A),重復測量3次,測量及計算數(shù)據(jù)見表2。


    DC/DC模塊輸出電流的相對誤差為δ:
   
    式(3)中,Iit為測量值,Ii為理論值。
    3)IO=1.5 A時,電流1:2分配性能測試
    調(diào)整負載電阻R1,保持輸出電壓UO=8.0+0.4 V且使輸出電流IO=1.5 A,測量2個電源的輸出電流I1和I2,按式(3)計算每個模塊輸出電流的相對誤差(其中I1的理論值為0.5 A、I2的理論值為1.0 A),重復測量3次,測量及計算數(shù)據(jù)見表3。


    4)輸出電流4.0 A時,電流1:1分配性能測試
    測試電路示意圖如圖1所示,調(diào)整負載電阻RL,保持輸出電壓UO=8.0±0.4 V且使輸出電流IO=4.0 A,測量2個電源的輸出電流I1和I2,按式3計算每個模塊輸出電流的相對誤差(其中的I1、I2理論值均為2.0 A),重復測量3次,測量及計算數(shù)據(jù)見表4。


    5)負栽短路保護可靠性測試
    調(diào)整負載電RL,使輸出電流IO逐漸變大,當輸出電流增大到4.5±0.2 A范圍時,觀察是否啟動自動保護,并記錄此時的輸出電流值。重復測量5次,測量數(shù)據(jù)見表5。



7 結(jié)論
    通過以上測試數(shù)據(jù),調(diào)整負載電阻,兩個模塊的輸出電流之和為4 A范圍內(nèi)實現(xiàn)按I1:I2=1:1和I1:I2=1:2模式自動分配電流,其相對誤差絕對值不大于2%。系統(tǒng)供電效率η≥70%,實現(xiàn)負載短路保護功能,達到設計要求。隨著電源系統(tǒng)的數(shù)字化及專用微處理器的發(fā)展,可以在本系統(tǒng)的基礎上結(jié)合CAN總線技術,實現(xiàn)更多模塊并聯(lián)交流冗余,更好的采用復雜控制策略,如滑??刂萍夹g,提高魯棒性,進一步提高系統(tǒng)動態(tài)性能。

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